UMZCH com transistores de efeito de campo complementares. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica

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Apresentamos aos leitores uma versão do UMZCH de cem watts com transistores de efeito de campo. Neste projeto, os invólucros dos transistores de potência podem ser montados em um dissipador de calor comum sem espaçadores isolantes, o que melhora significativamente a transferência de calor. Como segunda opção de fonte de alimentação, é proposto um poderoso conversor de pulsos, que deve ter um nível bastante baixo de autointerferência.

O uso de transistores de efeito de campo (FETs) em UMZCHs foi até recentemente dificultado por uma escassa gama de transistores complementares, bem como por sua baixa tensão operacional. A qualidade da reprodução do som através do UMZCH no PT é frequentemente avaliada no nível dos amplificadores valvulados e ainda superior devido ao fato de que, em comparação com amplificadores baseados em transistores bipolares, eles criam menos distorção não linear e de intermodulação, e também apresentam um aumento mais suave em distorção durante sobrecargas. Eles são superiores aos amplificadores valvulados tanto no amortecimento de carga quanto na largura da banda de frequência de áudio operacional. A frequência de corte de tais amplificadores sem feedback negativo é significativamente maior do que a dos UMZCHs baseados em transistores bipolares, o que tem um efeito benéfico em todos os tipos de distorção.

Distorções não lineares no UMZCH são introduzidas principalmente pelo estágio de saída e, para reduzi-las, geralmente é usado OOS geral. A distorção no estágio diferencial de entrada, usado como somatório dos sinais da fonte e do circuito OOS geral, pode ser pequena, mas é impossível reduzi-la usando o OOS geral

A capacidade de sobrecarga da cascata diferencial usando transistores de efeito de campo é aproximadamente 100...200 vezes maior do que com transistores bipolares.

O uso de transistores de efeito de campo no estágio de saída do UMZCH torna possível abandonar os tradicionais repetidores Darlington de dois e três estágios com suas desvantagens inerentes.

Bons resultados são obtidos usando transistores de efeito de campo com uma estrutura de metal-dielétrico-semicondutor (MDS) no estágio de saída. Devido ao fato de a corrente no circuito de saída ser controlada pela tensão de entrada (semelhante aos dispositivos elétricos a vácuo), em altas correntes o desempenho da cascata nos transistores MOS de efeito de campo no modo de comutação é bastante alto (τ = 50 ns). Tais cascatas têm boas propriedades de transferência em altas frequências e têm um efeito de autoestabilização da temperatura.

As vantagens dos transistores de efeito de campo incluem:

• baixa potência de controle nos modos estático e dinâmico;
• nenhuma ruptura térmica e baixa suscetibilidade à ruptura secundária;
• estabilização térmica da corrente de dreno, proporcionando a possibilidade de conexão paralela de transistores;
• a característica de transferência é próxima de linear ou quadrática;
• alto desempenho no modo de comutação, reduzindo assim as perdas dinâmicas;
• a ausência de acúmulo de excesso de portadores na estrutura;
• baixo nível de ruído
• pequenas dimensões e peso, longa vida útil.

Mas, além das vantagens, esses dispositivos também apresentam desvantagens:

• falha devido a sobretensão elétrica;
• A distorção térmica pode ocorrer em baixas frequências (abaixo de 100 Hz). Nessas frequências, o sinal muda tão lentamente que em um meio ciclo a temperatura do cristal tem tempo de mudar e, conseqüentemente, a tensão limite e a transcondutância dos transistores mudam.

A última desvantagem observada limita a potência de saída, especialmente em baixas tensões de alimentação; A saída é ligar os transistores em paralelo e introduzir OOS.

Deve-se notar que recentemente empresas estrangeiras (por exemplo, Exicon, etc.) desenvolveram muitos transistores de efeito de campo adequados para equipamentos de áudio: EC-10N20, 2SK133-2SK135, 2SK175, 2SK176 com canal tipo n; EC-10P20, 2SJ48-2SJ50, 2SJ55, 2SJ56 com canal tipo p. Tais transistores são caracterizados por uma fraca dependência da transcondutância (admitância de transferência direta) na corrente de dreno e características I-V de saída suavizadas

Os parâmetros de alguns transistores de efeito de campo, incluindo aqueles produzidos pela Minsk Production Association "Integral", são apresentados na Tabela. 1.

A maioria dos UMZCHs sem transformador de transistor são feitos usando um circuito de meia ponte. Neste caso, a carga é conectada à diagonal da ponte formada por duas fontes de alimentação e dois transistores de saída do amplificador (Fig. 1).

Quando não existiam transistores complementares, o estágio de saída do UMZCH era realizado principalmente em transistores da mesma estrutura com carga e fonte de alimentação conectada a um fio comum (Fig. 1, a) Duas opções possíveis para controlar os transistores de saída são apresentados na Fig. 2.

No primeiro deles (Fig. 2,a), o controle do braço inferior do estágio de saída está em condições mais favoráveis. Como a variação da tensão de alimentação é pequena, o efeito Miller (capacitância dinâmica de entrada) e o efeito Earley (dependência da corrente do coletor da tensão emissor-coletor) praticamente não aparecem. O circuito de controle do braço é conectado aqui em série com a própria carga, portanto, sem tomar medidas adicionais (por exemplo, ligar dispositivos em cascode), esses efeitos se manifestam de forma significativa. Com base neste princípio, vários UMZCHs bem-sucedidos foram desenvolvidos [1-3].

De acordo com a segunda opção (Fig. 2,6 - os transistores MOS são mais consistentes com esta estrutura), vários UMZCHs também foram desenvolvidos, por exemplo [4, 5]. Porém, mesmo em tais cascatas é difícil garantir a simetria de controle dos transistores de saída, mesmo com a utilização de geradores de corrente [5]. Outro exemplo de balanceamento por resistência de entrada é a implementação de braços amplificadores em um circuito quase complementar ou o uso de transistores complementares (ver Fig. 1, b) em [6].

O desejo de equilibrar os braços do estágio de saída de amplificadores feitos em transistores de mesma condutividade levou ao desenvolvimento de amplificadores com carga não aterrada conforme circuito da Fig. 1,g [7-9]. Porém, mesmo aqui não é possível alcançar a simetria completa das cascatas anteriores. Os circuitos de realimentação negativa de cada braço do estágio de saída são desiguais; Os circuitos OOS destas cascatas [7, 8] controlam a tensão na carga em relação à tensão de saída do lado oposto. Além disso, tal solução de circuito requer fontes de alimentação isoladas. Devido a essas deficiências, não encontrou uso generalizado.

Com o advento dos transistores bipolares complementares e de efeito de campo, os estágios de saída do UMZCH são construídos principalmente de acordo com os circuitos da Fig. 1, b, c. Porém, mesmo nessas opções, é necessário utilizar dispositivos de alta tensão para acionar o estágio de saída. Os transistores do estágio de pré-saída operam com alto ganho de tensão e, portanto, estão sujeitos aos efeitos de Miller e Earley e, sem realimentação geral, introduzem distorções significativas, o que exige deles altas características dinâmicas. Alimentar os estágios preliminares com tensão aumentada também reduz a eficiência do amplificador.

Se na Fig. 1, b, c movemos o ponto de conexão com o fio comum para o braço oposto da diagonal da ponte, obtemos as opções da Fig. 1,d [10] e 1,f, respectivamente. Na estrutura em cascata de acordo com o diagrama da Fig. 1.e resolve automaticamente o problema de isolar os transistores de saída da caixa. Os amplificadores fabricados de acordo com esses circuitos estão isentos de várias das desvantagens listadas.

Recursos do circuito do amplificador

Oferecemos aos rádios amadores um UMZCH inversor (Fig. 3), correspondente ao diagrama de blocos do estágio de saída na Fig. 1, e.

(clique para ampliar)

O estágio diferencial de entrada é feito utilizando transistores de efeito de campo (VT1, VT2 e DA1) em um circuito simétrico. Suas vantagens em cascata diferencial são bem conhecidas: alta linearidade e capacidade de sobrecarga, baixo ruído. O uso de transistores de efeito de campo simplificou significativamente esta cascata, uma vez que não havia necessidade de geradores de corrente. Para aumentar o ganho com o circuito de feedback aberto, o sinal é removido de ambos os braços do estágio diferencial e um seguidor de emissor nos transistores VT3, VT4 é instalado na frente do amplificador de tensão subsequente.

O segundo estágio é feito usando transistores VT5-VT10 usando um circuito cascode combinado com potência de rastreamento. Esta fonte de alimentação da cascata OE neutraliza a capacitância dinâmica de entrada no transistor e a dependência da corrente do coletor na tensão emissor-coletor. O estágio de saída deste estágio utiliza transistores BSIT de alta frequência, que, comparados aos transistores bipolares (KP959 versus KT940), possuem o dobro da frequência de corte e quatro vezes a capacitância de dreno (coletor).

A utilização de um estágio de saída alimentado por fontes isoladas separadas possibilitou dispensar a alimentação de baixa tensão (9 V) do pré-amplificador.

O estágio de saída é feito de poderosos transistores MOS, e seus terminais de drenagem (e os flanges dissipadores de calor das caixas) são conectados a um fio comum, o que simplifica o projeto e a montagem do amplificador.

Os poderosos transistores MOS, ao contrário dos bipolares, possuem uma distribuição menor de parâmetros, o que facilita sua conexão paralela. A principal dispersão de correntes entre dispositivos surge devido à desigualdade das tensões de limite e à dispersão das capacitâncias de entrada. A introdução de resistores adicionais com resistência de 50-200 Ohms no circuito de porta garante equalização quase completa dos atrasos de ativação e desativação e elimina a propagação de correntes durante a comutação.

Todos os estágios do amplificador são cobertos pela proteção ambiental local e geral.

Principais características técnicas

• Feedback de circuito aberto (R6 substituído por 22 MΩ, C4 excluído)
• Frequência de corte, kHz......300
• Ganho de tensão, dB......43
• Coeficiente harmônico no modo AB, %, não mais......2

Com SO ativado

• Potência de saída, W com carga de 4 Ohm....100
• a uma carga de 8 ohms......60
• Faixa de frequência reproduzível, Hz......4...300000
• Coeficiente harmônico, %, não mais......0,2
• Tensão de entrada nominal, V......2
• Corrente de repouso do estágio de saída, A ...... 0,15
• Resistência de entrada, kOhm ..... 24

Devido ao fato de a frequência de corte do amplificador de malha aberta ser relativamente alta, a profundidade de feedback e a distorção harmônica são virtualmente constantes em toda a faixa de frequência.

Abaixo, a banda de frequência de operação do UMZCH é limitada pela capacitância do capacitor C1, acima - por C4 (com capacitância de 1,5 pF, a frequência de corte é de 450 kHz).

Construção e detalhes

O amplificador é feito sobre uma placa de fibra de vidro dupla-face (Fig. 4).

A placa do lado onde os elementos estão instalados é preenchida tanto quanto possível com uma folha conectada a um fio comum. Os transistores VT8, VT9 são equipados com pequenos dissipadores de calor de placas em forma de “bandeira”. Os pistões são instalados nos orifícios dos terminais de drenagem de poderosos transistores de efeito de campo; Os terminais de dreno dos transistores VT11, VT14 são conectados ao fio comum no lado da folha (marcado com cruzes na figura).

Os pistões são instalados nos furos 5 a 7 da placa para conexão dos cabos do transformador de rede e nos furos para jumpers. Os resistores R19, R20, R22, R23 são feitos de fio de manganina com diâmetro de 0,5 e comprimento de 150 mm. Para suprimir a indutância, o fio é dobrado ao meio e, dobrado (bifilar), enrolado em um mandril de 4 mm de diâmetro.

O indutor L1 é enrolado com fio PEV-2 0,8 volta para virar toda a superfície de um resistor de 2 W (MLT ou similar).

Capacitores C1, C5, C10, C11 - K73-17, sendo C10 e C11 soldados do lado do circuito impresso aos terminais dos capacitores C8 e C9. Capacitores C2, C3 - óxido K50-35; capacitor C4 - K10-62 ou KD-2; C12 - K10-17 ou K73-17.

Os transistores de efeito de campo com canal tipo n (VT1, VT2) devem ser selecionados com aproximadamente a mesma corrente de dreno inicial que os transistores no conjunto DA1. Em termos de tensão de corte, elas não devem diferir em mais de 20%. A micromontagem DA1 K504NTZB pode ser substituída por K504NT4B. É possível utilizar um par selecionado de transistores KP10ZL (também com índices G, M, D); KP307V - KP307B (também A, E), KP302A ou conjunto de transistores KPS315A, KPS315B (neste caso a placa deverá ser redesenhada).

Nas posições VT8, VT9, você também pode usar transistores complementares das séries KT851, KT850, bem como KT814G, KT815G (com frequência de corte de 40 MHz) da Associação "Integral" de Minsk.

Além dos indicados na tabela, pode-se utilizar, por exemplo, os seguintes pares de transistores MIS: IRF530 e IRF9530; 2SK216 e 2SJ79; 2SK133-2SK135 e 2SJ48-2SJ50; 2SK175-2SK176 e 2SJ55-2SJ56.

Para a versão estéreo, a alimentação é fornecida a cada amplificador a partir de um transformador separado, preferencialmente com circuito magnético de anel ou haste (PL), com potência de 180...200 W. Uma camada de enrolamento blindado com fio PEV-2 0,5 é colocada entre os enrolamentos primário e secundário; um de seus terminais está conectado ao fio comum. Os terminais dos enrolamentos secundários são conectados à placa amplificadora com um fio blindado, e a blindagem é conectada ao fio comum da placa. Em um dos transformadores da rede são colocados os enrolamentos dos retificadores dos pré-amplificadores. Os estabilizadores de tensão são feitos em microcircuitos IL7809AC (+9 V), IL7909AC (-9 V) - não mostrados no diagrama. Para fornecer alimentação 2x9 V à placa, é utilizado o conector ONP-KG-26-3 (XS1).

Ao configurar, a corrente ideal do estágio diferencial é definida ajustando o resistor R3 para minimizar a distorção na potência máxima (aproximadamente no meio da seção de trabalho). Os resistores R4, R5 são projetados para uma corrente de cerca de 2...3 mA em cada braço com uma corrente de drenagem inicial de cerca de 4...6 mA. Com uma corrente de dreno inicial menor, a resistência desses resistores deve ser aumentada proporcionalmente.

A corrente quiescente dos transistores de saída na faixa de 120...150 mA é ajustada ajustando o resistor R3 e, se necessário, selecionando os resistores R13, R14.

Bloqueio de potência de impulso

Para os rádios amadores que têm dificuldade em adquirir e enrolar grandes transformadores de rede, é oferecida uma fonte de alimentação chaveada para os estágios de saída do UMZCH. Neste caso, o pré-amplificador pode ser alimentado por uma fonte de alimentação estabilizada de baixa potência.

Uma fonte de alimentação pulsada (seu circuito é mostrado na Fig. 5) é um inversor de meia ponte auto-oscilante não regulado. O uso do controle proporcional de corrente dos transistores do inversor em combinação com um transformador de comutação saturável permite que o transistor ativo seja automaticamente removido da saturação no momento da comutação. Isso reduz o tempo de dissipação de carga na base e elimina a corrente de passagem, além de reduzir as perdas de potência nos circuitos de controle, aumentando a confiabilidade e a eficiência do inversor.

Especificações da UPS

• Potência de saída, W, não mais......360
• Tensão de saída......2x40
• Eficiência, %, não inferior a ...... 95
• Frequência de conversão, kHz......25

Um filtro supressor de interferência L1C1C2 é instalado na entrada do retificador de rede. O resistor R1 limita a corrente de pico de carga do capacitor C3. Existe um jumper X1 em série com o resistor na placa, ao invés do qual você pode ligar um indutor para melhorar a filtragem e aumentar a “dureza” da característica da carga de saída.

O inversor possui dois circuitos de realimentação positiva: o primeiro - para tensão (utilizando os enrolamentos II no transformador T1 e III - no T2); o segundo - por corrente (com transformador de corrente: volta 2-3 e enrolamentos 1-2, 4-5 do transformador T2).

O dispositivo de disparo é feito em um transistor unijunção VT3. Após a partida do conversor, ele é desligado devido à presença do diodo VD15, pois a constante de tempo do circuito R6C8 é significativamente maior que o período de conversão.

A peculiaridade do inversor é que quando os retificadores de baixa tensão operam com grandes capacitâncias de filtro, ele precisa de uma partida suave. O arranque suave da unidade é facilitado pelas bobinas L2 e L3 e, até certo ponto, pela resistência R1.

A fonte de alimentação é feita em uma placa de circuito impresso feita de folha de fibra de vidro unilateral com 2 mm de espessura. O desenho da placa é mostrado na Fig. 6.

(clique para ampliar)

Os dados de enrolamento dos transformadores e informações sobre os núcleos magnéticos são fornecidos na tabela. 2. Todos os enrolamentos são feitos com fio PEV-2.

Antes de enrolar os transformadores, as arestas vivas dos anéis devem ser lixadas com lixa ou bloco e embrulhadas com pano envernizado (para T1 - anéis dobrados em três camadas). Se este pré-tratamento não for feito, é possível que o tecido envernizado seja prensado e as voltas do fio entrem em curto com o circuito magnético. Como resultado, a corrente sem carga aumentará acentuadamente e o transformador aquecerá. Entre os enrolamentos 1-2, 5-6-7 e 8-9-10, os enrolamentos de blindagem são enrolados com fio PEV-2 0,31 em uma camada, volta a volta, uma extremidade da qual (E1, E2) é conectada ao fio comum da UMZCH.

O enrolamento 2-3 do transformador T2 é uma bobina de fio com diâmetro de 1 mm no topo do enrolamento 6-7, soldada nas extremidades em uma placa de circuito impresso.

As bobinas L2 e L3 são feitas em núcleos magnéticos blindados BZO feitos de ferrite 2000NM. Os enrolamentos das bobinas são enrolados em dois fios até que a moldura seja preenchida com fio PEV-2 0,8. Considerando que as bobinas operam com polarização de corrente contínua, é necessário inserir gaxetas de material não magnético com espessura de 0,3 mm entre os copos.

A bobina L1 é do tipo D13-20, também pode ser feita em núcleo magnético blindado B30 semelhante às bobinas L2, L3, mas sem gaxeta, enrolando os enrolamentos em dois fios MGTF-0,14 até preencher a moldura.

Os transistores VT1 e VT2 são montados em dissipadores de calor em perfil de alumínio nervurado com dimensões 55x50x15 mm através de juntas isolantes. Em vez dos indicados no diagrama, você pode usar transistores KT8126A da Minsk Integral Production Association, bem como MJE13007. Entre as saídas da fonte de alimentação +40 V, -40 V e “seu” ponto médio (ST1 e ST2), estão conectados capacitores de óxido adicionais K50-6 (não mostrados no diagrama) com capacidade de 2000 μF a 50 V. Esses quatro os capacitores são instalados em uma placa textolite com dimensões de 140x100 mm, fixada com parafusos nos dissipadores de calor de transistores potentes.

Capacitores C1, C2 - K73-17 para tensão 630 V, C3 - óxido K50-35B para 350 V, C4, C7 - K73-17 para 250 V, C5, C6 - K73-17 para 400 V, C8 - K10-17 .

A fonte de alimentação de pulso é conectada à placa PA próxima aos terminais dos capacitores C6-C11. Neste caso, a ponte de diodos VD5-VD8 não está montada na placa PA.

Para atrasar a conexão de sistemas de alto-falantes ao UMZCH durante a atenuação dos processos transitórios que ocorrem durante a inicialização e para desligar os alto-falantes quando uma tensão direta de qualquer polaridade aparecer na saída do amplificador, você pode usar um dispositivo de proteção simples [10] ou mais complexo.

Literatura

1. Khlupnov A. Amplificadores amadores de baixa frequência. -M.: Energia, 1976, p. 22.
2. Akulinichev I. Amplificador de baixa frequência com estabilizador de modo comum. - Rádio, 1980, nº Z.s.47.
3. Garevskikh I. Amplificador de potência de banda larga. - Rádio, 1979, nº 6. p. 43.
4. Kolosov V. Gravador amador moderno. - M.: Energia, 1974.
5. Transistores Borisov S. MOS em amplificadores de baixa frequência. - Rádio. 1983, nº 11, pág. 36-39.
6. Dorofeev M. Modo B em amplificadores de potência AF. - Rádio, 1991, n.º 3, p. 53.
7. Syritso A. Amplificador de baixo poderoso. - Rádio, 1978. Nº 8, p. 45-47.
8. Syritso A. Amplificador de potência baseado em amplificadores operacionais integrados. - Rádio, 1984, nº 8, p. 35-37.
9. Yakimenko N. Transistores de efeito de campo na ponte UMZCH. - Rádio. 1986, nº 9, pág. 38, 39.
10. Dispositivo de proteção Vinogradov V. AU. - Rádio, 1987, nº 8. p. trinta.

Autor: A.Petrov, Mogilev, Belarus

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