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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Amplificadores de antena para antenas de banda larga. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Amplificadores de antena O artigo aborda detalhadamente o dispositivo e os princípios de funcionamento dos módulos amplificadores de antenas de televisão de banda larga. O amplificador na antena receptora de televisão é projetado principalmente para aumentar a sensibilidade, limitada pelo ruído, e secundariamente para compensar a perda do sinal recebido no cabo coaxial. As próprias TVs têm uma margem muito grande de sua própria amplificação, ou seja, têm alta sensibilidade limitada pelo ganho. Eles têm sensibilidade um pouco pior, limitada pela sincronização. E, finalmente, a menor é a sensibilidade limitada pelo ruído. Portanto, o fator que determina a recepção de longo alcance deve ser o nível do piso de ruído do caminho linear, e não o ganho. A influência do ruído é estimada pela relação sinal-ruído, cujo valor mínimo é considerado 20. Para aparelhos de TV da terceira a quinta geração, a sensibilidade limitada pelo ruído é de 50-100 μV. No entanto, em uma relação sinal-ruído (S/N) de 20, a qualidade de imagem ruim é observada e apenas grandes detalhes são inteligíveis. Para obter uma imagem de boa qualidade, um sinal útil deve ser aplicado na entrada da TV cerca de 4 vezes maior, ou seja, certifique-se de que a relação s / w seja de cerca de 80. Os cabos atualmente usados com impedância de onda de 75 Ohm, dependendo do projeto e qualidade do dielétrico, possuem uma atenuação específica de 0,07 - 0,18 dB/m no medidor e 0,25 - 0,6 dB/m na faixa de onda decimétrica. Com um comprimento de cabo de 2 ... 4 m, a atenuação total pode ser de 1,2 - 2,4 dB. A este respeito, o amplificador deve ter um ganho de cerca de 3 dB para condições de recepção típicas. Uma margem de 12 ... 14 dB é adicionada para amplificar os sinais fracos, o que é necessário devido à baixa eficiência das antenas de recepção de banda larga de pequeno porte. Qualquer amplificador tem seu próprio ruído, que amplifica junto com o sinal útil e degrada a relação sinal-ruído. Portanto, o parâmetro mais importante do elemento amplificador deve ser considerado sua figura de ruído Kш. Para uma avaliação unificada do ruído de um caminho de vários estágios, há um indicador da figura de ruído reduzida Kш, que é igual ao nível de ruído de saída dividido pelo ganho total, ou seja, Paraш = Ksem / PARAУ. Como o nível de ruído de saída Ksem depende em grande medida do nível de ruído do primeiro transistor, amplificado por todos os estágios subsequentes, o ruído dos estágios restantes pode ser desprezado. Então Ksem= Kw1КУ, onde Kw1 é a figura de ruído do primeiro transistor. Portanto, obtemos Kш= Kw1, ou seja a figura de ruído reduzida da parte amplificadora é determinada principalmente pela figura de ruído do primeiro transistor. Isso leva à conclusão de que o uso da parte ativa pode dar um resultado positivo quando a figura de ruído do primeiro transistor do amplificador é menor que a figura de ruído do primeiro estágio da TV. A figura de ruído também depende da qualidade da correspondência na entrada do amplificador e do modo de operação do primeiro transistor. A faixa de frequência do amplificador deve fornecer amplificação de sinal na faixa de frequência de transmissão de televisão f = 48-790 MHz. Para aumentar a faixa dinâmica, o amplificador deve ter feedback negativo. A Figura 1 mostra um diagrama de um amplificador de estágio único com uma entrada de transformador e uma saída assimétrica aberta, que permite alimentar o módulo amplificador remotamente através de um cabo de sinal. Este circuito de estágio único é altamente estável e fácil de cascata.
Os pontos de excitação da antena são conectados diretamente à seção balanceada do transformador Tr1, que fornece a correspondência de banda larga da entrada da antena com a entrada do estágio de amplificação. O elemento amplificador VT1 é conectado de acordo com o esquema com um emissor comum. Isso permite que você obtenha mais ganho de banda e melhores propriedades de ruído do circuito em comparação com outras opções de comutação. Os efeitos da influência da frequência de corte do transistor na inclinação sobre a mudança no ganho e resistência de entrada na faixa de frequência de operação são compensados usando feedbacks dependentes de frequência combinados do tipo paralelo e série no circuito. O feedback paralelo é feito nos elementos R3, C1, L1. O resistor R3 determina a correspondência do módulo amplificador nas juntas de conexão no medidor e na parte inferior da faixa do decímetro. Na parte superior da faixa de operação, onde o ganho cai em 2-4 dB, a indutância L1 enfraquece o efeito desse feedback, equalizando a característica de amplitude-frequência (AFC). O capacitor C1 fornece desacoplamento do circuito de realimentação do circuito de alimentação e ao mesmo tempo forma um corte de baixa frequência da característica de transferência do dispositivo. O circuito R4, C3 é um elemento de realimentação de corrente em série que determina os principais parâmetros da cascata no modo de pequeno sinal: o resistor R4 define o ganho nominal da cascata e o ajuste C3 controla o aumento da resposta de frequência na parte superior parte da faixa de operação. Os parâmetros especificados da faixa dinâmica são fornecidos pela escolha do tipo de transistor e seu modo de operação. No circuito apresentado, o modo de operação em cascata CC é definido por R4 juntamente com os elementos do divisor de base R1 e R2. O capacitor C2 desvia R1 e fornece conexão assimétrica de Tr1 ao circuito do módulo. O módulo amplificador, implementado em um transistor de média potência de terceira geração, fornece um ganho de 15 dB na faixa de frequência de 40-800 MHz, a figura de ruído do dispositivo não excede 3,5 dB e a faixa dinâmica para sinais de televisão é 75 dB. Reduzir a figura de ruído e obter uma maior linearidade do dispositivo é possível quando elementos ativos complexos com comutação cascode são usados no circuito ou ao alternar para cascatas de dois transistores. Dois diagramas de circuito, que são um amplificador aperiódico de dois estágios baseado em transistores bipolares de microondas, conectados de acordo com o circuito com OE, são mostrados na Fig. 2. O amplificador na fig. 2a contém dois estágios de amplificação de banda larga nos transistores VT1 e VT2. O sinal da própria antena através de um transformador correspondente (não mostrado no diagrama) e do capacitor C1 entra na base do transistor VT1, que é conectado de acordo com o circuito OE.
O ponto de operação do transistor é definido pela tensão de polarização determinada pelo resistor R1. A realimentação negativa de tensão (NFB) atuando neste caso lineariza a característica do primeiro estágio, estabiliza a posição do ponto de operação, mas reduz seu ganho. Não há correção de frequência no primeiro estágio. O segundo estágio também é feito em um transistor de acordo com o esquema com OE e OOS para tensão através dos resistores R2 e R3, mas também possui uma corrente OOS através do resistor R4 no circuito emissor, que estabiliza o modo do transistor VT2. Para evitar uma grande perda de ganho, o resistor R4 é desviado em corrente alternada pelo capacitor C3, cuja capacitância é escolhida relativamente pequena (10 pF). Como resultado, nas frequências mais baixas da faixa, a capacitância do capacitor C3 acaba sendo significativa e o feedback CA resultante reduz o ganho, corrigindo assim a resposta de frequência do amplificador. As desvantagens de tal circuito amplificador incluem perdas passivas no circuito de saída no resistor R5, que é conectado de modo que tanto a tensão de alimentação constante quanto a tensão do sinal caiam através dele. O amplificador da Fig. 2b, que também possui duas cascatas montadas de acordo com o esquema OE. Difere do amplificador anterior em melhor desacoplamento dos circuitos de alimentação através de filtros L1 C6, R5 C4 em forma de L e ganho aumentado devido à presença do capacitor C5 no circuito OOS (R3 C5 R6) do segundo estágio e do capacitor de transição C7 na saída.
Em cascatas em transistores conectados de acordo com o circuito OE, a influência das conexões internas e capacitâncias das junções do transistor é maior. Manifesta-se na limitação da largura de banda e na tendência do amplificador à auto-excitação, cuja probabilidade é maior, quanto maior o ganho. Para avaliá-lo, conhece-se o conceito de limiar de estabilidade - o valor limite do ganho, acima do qual o amplificador se transforma em gerador. Como medidas para melhorar a estabilidade, é possível propor a inclusão de transistores em um circuito cascode com OE-OB. A conexão cascode dos transistores VT1 e VT2 (Fig. 3) permite realizar uma boa unidirecionalidade e obter uma grande largura de banda do módulo amplificador. Isso possibilita abandonar o uso de realimentação de sinal, estabilizando e corrigindo a característica amplitude-frequência, bem como as impedâncias de entrada e saída do link. Aqui, o coeficiente de transmissão e os parâmetros de conexão do circuito são definidos no modo. Para reduzir a influência das indutâncias parasitas dos terminais comuns, que reduzem o ganho da cascata em altas frequências, os terminais emissores dos transistores de entrada são conectados diretamente ao gabinete e o modo de operação é estabilizado por uma corrente de base fixa. O corte de alta frequência é controlado pela indutância L1 incluída no circuito coletor do transistor terminal.
O ajuste de faixa e a estabilização da impedância de saída do módulo são realizados por circuitos resistivos-capacitivos. O circuito cascode, ao implementar o modo de operação ótimo dos transistores, permite obter uma distorção de intermodulação reduzida. Na presença de uma antena MV-UHF, feita estruturalmente na forma de duas antenas eletricamente desconectadas, é possível utilizar um módulo amplificador que amplifica os sinais de cada uma delas, sintetiza e transmite para o receptor de TV por meio de um cabo. O amplificador é alimentado pelo mesmo cabo. Um diagrama esquemático de tal módulo de amplificação é mostrado na Figura 4. Ele contém dois canais de amplificação independentes. O sinal da antena MV é alimentado aos contatos XT1, XT2, aos quais está conectado o estágio de entrada do canal MV, montados nos transistores VT1, VT2 de acordo com o circuito amplificador diferencial. Isso permite que você obtenha uma boa correspondência com antenas de alta impedância, além de suprimir o ruído de modo comum.
As bobinas L1, L2 são instaladas na entrada da cascata, que eliminam o acúmulo de cargas de eletricidade estática em algumas antenas, bem como os diodos VD1 - VD4, que protegem o amplificador contra descargas atmosféricas. Um estágio de amplificação adicional é montado no transistor VT5. O coeficiente de transferência do canal é 15…20 dB. Os sinais de MV passam para o cabo através de um filtro passa-baixa L6 C19 L7 com uma frequência de corte de 250 MHz. Através do mesmo filtro e indutor L5, a tensão de alimentação chega ao canal do cabo drop. Além disso, o filtro não passa sinais LDC. O canal de amplificação UHF consiste em dois estágios de amplificação idênticos conectados em série. O primeiro deles é montado nos transistores VT3, VT4 de acordo com um circuito de acoplamento galvânico, devido ao qual há uma saída automática para o modo de operação especificado e sua manutenção quando a temperatura e a tensão de alimentação mudam. Na entrada da cascata, é instalado um filtro passa-altas C1 L3 C2 com frequência de corte de 450 MHz, que suprime sinais e ruídos de baixa frequência. Um filtro passa-alta semelhante C21 L9 C22 na saída do segundo estágio passa os sinais UHF e não passa os sinais VHF. Consequentemente, os filtros nas saídas dos canais os desacoplam mutuamente. A bobina L4 fornece coordenação entre as cascatas do canal UHF e correção da resposta de frequência total. O ganho total do canal é de 32…36 dB. O canal UHF é alimentado através do indutor L8 do cabo drop. O módulo amplificador é alimentado por 12 V a uma corrente de pelo menos 70 mA. É importante notar que os módulos com estrutura em cascata geralmente proporcionam uma maior linearidade da característica de transferência, que está associada, em primeiro lugar, à possibilidade de sintonia separada das cascatas (otimização da característica de transferência, modos de correspondência e parâmetros de faixa dinâmica), em que os limites de sobrecarga aumentam a corrida do relé e aumentam proporcionalmente o coeficiente de transferência. Uma análise comparativa de soluções técnicas e características funcionais e energéticas dos módulos mostra que é conveniente escolher esquemas com cascatas conectadas em cadeia com feedbacks dependentes de frequência combinados como estruturas básicas ao projetar módulos amplificadores para antenas de banda larga ativas. Além disso, no primeiro estágio, a profundidade de feedback é selecionada com base no valor necessário da figura de ruído e na estabilidade da impedância de conexão. O modo de operação e o tipo de transistor do estágio de saída são determinados principalmente pela capacidade de carga necessária do módulo. Publicação: library.espec.ws
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