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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Comutação de estabilizadores redutores. Data de referência
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Materiais de referência O artigo apresentado aos nossos leitores descreve dois estabilizadores abaixadores pulsados: em elementos discretos e em um microcircuito especializado. O primeiro dispositivo foi projetado para alimentar equipamentos automotivos com tensão de 12 Volts à rede de bordo de caminhões e ônibus de 24 volts. O segundo dispositivo é a base para uma fonte de alimentação de laboratório. Os estabilizadores de tensão chaveados (redutores, elevadores e inversores) ocupam um lugar especial na história do desenvolvimento da eletrônica de potência. Não muito tempo atrás, todas as fontes de alimentação com potência de saída superior a 50 W incluíam um estabilizador de comutação redutor. Hoje, o escopo de tais dispositivos diminuiu devido à redução no custo das fontes de alimentação com entrada sem transformador. No entanto, o uso de estabilizadores abaixadores pulsados, em alguns casos, revela-se economicamente mais lucrativo do que qualquer outro conversor de tensão CC. O diagrama funcional de um estabilizador de comutação redutor é mostrado na Fig. 1, e diagramas de tempo explicando sua operação no modo de corrente contínua do indutor L estão na Fig. 2. Durante ton, a chave eletrônica S é fechada e a corrente flui através do circuito: o terminal positivo do capacitor Cw, o sensor de corrente resistivo Rdt, o indutor de armazenamento L, o capacitor Cw, a carga, o terminal negativo do capacitor Cw. Neste estágio, a corrente do indutor lL é igual à corrente do comutador eletrônico S e aumenta quase linearmente de lLmin a lLmax.
Com base em um sinal de incompatibilidade do nó de comparação ou em um sinal de sobrecarga de um sensor de corrente ou em uma combinação de ambos, o gerador comuta a chave eletrônica S para um estado aberto. Como a corrente através do indutor L não pode mudar instantaneamente, sob a influência da fem de autoindução, o diodo VD abrirá e a corrente lL fluirá ao longo do circuito: o cátodo do diodo VD, o indutor L, o capacitor СВХ, o carga, o ânodo do diodo VD. Durante tlKl, quando o comutador eletrônico S está aberto, a corrente do indutor lL coincide com a corrente do diodo VD e diminui linearmente de lLmax a lL min. Durante o Período T, o capacitor Cout recebe e libera um incremento de carga ΔQout. correspondente à área sombreada no diagrama de tempo da corrente lL [1]. Este incremento determina a amplitude da tensão de ondulação ΔUCout no capacitor Cout e na carga. Quando a chave eletrônica é fechada, o diodo fecha. Este processo é acompanhado por um aumento acentuado na corrente do comutador para o valor Ismax devido ao fato da resistência do circuito - sensor de corrente, comutador fechado, diodo de recuperação - ser muito pequena. Para reduzir as perdas dinâmicas, devem ser utilizados diodos com curto tempo de recuperação reversa. Além disso, os diodos dos reguladores Buck devem suportar altas correntes reversas. Com a restauração das propriedades de fechamento do diodo, inicia-se o próximo período de conversão. Se um regulador de comutação buck operar com baixa corrente de carga, ele poderá mudar para o modo de corrente de indutor intermitente. Neste caso, a corrente do indutor para no momento do fechamento da chave e seu aumento começa a partir de zero. O modo de corrente intermitente é indesejável quando a corrente de carga está próxima da corrente nominal, pois neste caso ocorre aumento da ondulação da tensão de saída. A situação ideal é quando o estabilizador opera no modo de corrente contínua do indutor com carga máxima e no modo de corrente intermitente quando a carga é reduzida para 10...20% da nominal. A tensão de saída é regulada alterando a relação entre o tempo em que a chave está fechada e o período de repetição do pulso. Neste caso, dependendo do projeto do circuito, são possíveis várias opções para implementar o método de controle. Em dispositivos com regulação de relé, a transição do estado ligado da chave para o estado desligado é determinada pelo nó de comparação. Quando a tensão de saída é maior que a tensão definida, a chave é desligada e vice-versa. Se você fixar o período de repetição do pulso, a tensão de saída poderá ser ajustada alterando a duração do estado ligado da chave. Às vezes, são usados métodos nos quais o tempo do estado fechado ou aberto da chave é registrado. Em qualquer um dos métodos de controle, é necessário limitar a corrente do indutor durante o estado fechado da chave para proteção contra sobrecarga de saída. Para esses fins, é utilizado um sensor resistivo ou transformador de corrente de pulso. Selecionaremos os principais elementos de um estabilizador redutor de pulso e calcularemos seus modos usando um exemplo específico. Todas as relações utilizadas neste caso são obtidas com base na análise do diagrama funcional e dos diagramas de temporização, tendo como base a metodologia [1]. Seja necessário calcular um estabilizador abaixador pulsado com os seguintes parâmetros: UBX=18...32 V, Ulx=12B, Iout=5A. 1. Com base na comparação dos parâmetros iniciais e dos valores máximos permitidos de corrente e tensão de vários transistores e diodos potentes, selecionamos primeiro o transistor composto bipolar KT853G (chave eletrônica S) e o diodo KD2997V (VD) [2, 3]. 2. Calcule os fatores de preenchimento mínimo e máximo: γmin=t e min /Tmin=(UBыX+Upr)/(UBX max+Uson - URдТ+Upr)=(12+0,8)/(32-2-0,3+0,8)=0,42; γmax = t e max /Tmax = (UBx+Upp)/(UBx min - Usbcl -URdt+Upp)=( 12+0,8)/( 18-2-0,3+0,8)=0,78, onde Upp=0,8 V é o queda de tensão direta no diodo VD, obtida do ramo direto da característica corrente-tensão para uma corrente igual a Iout no pior caso; Usbcl = 2 V - tensão de saturação do transistor KT853G, desempenhando a função de chave S, com coeficiente de transferência de corrente no modo de saturação h21e = 250; URdT = 0,3 V - queda de tensão no sensor de corrente na corrente de carga nominal. 3. Selecione a frequência de conversão máxima e mínima. Este item é executado se o período de repetição do pulso não for constante. Selecionamos um método de controle com uma duração fixa do estado aberto da chave eletrônica. Neste caso, a seguinte condição é satisfeita: t=( 1 - γmax)/fmin = ( 1 -γmin)/fmax=const. Como a chave é feita no transistor KT853G, que possui características dinâmicas ruins, escolheremos a frequência máxima de conversão relativamente baixa: fmax = 25 kHz. Então a frequência mínima de conversão pode ser definida como fmin=fmax(1 - γmax)/( 1 - γmin) =25 103]( 1 - 0,78)/(1-0,42)=9,48 kHz. 4. Calcule a perda de energia no switch. As perdas estáticas são determinadas pelo valor efetivo da corrente que flui através da chave. Como a forma atual é trapezoidal, então Is = Iout Perdas dinâmicas no switch Рsdyn 0,5fmax UBX max(lsmax tf+α llx tcn), onde Ismax é a amplitude da corrente de comutação devido à recuperação reversa do diodo VD. Tomando lSmax=2lBыX, obtemos Рsdin=0fmax UBX max Iout( 5tф+ α∙ tcn )=2 0,5 25 103 32(5 2-0,78-10+6-1,25-2-10) =6 W, onde tf=8,12·0,78-10 s é a duração da frente do pulso de corrente através da chave, tcn=6·2-10 s é a duração do decaimento. As perdas totais no switch são: Рs=Рscat+Рsdin=6,54+8,12=14,66 W. Se as perdas estáticas fossem predominantes na chave, o cálculo deveria ter sido realizado para a tensão mínima de entrada quando a corrente do indutor fosse máxima. Nos casos em que é difícil prever o tipo de perdas predominantes, estas são determinadas tanto na tensão de entrada mínima como na máxima. 5. Calculamos a perda de potência no diodo. Como a forma da corrente através do diodo também é trapézio, definimos seu valor efetivo como Perdas estáticas no diodo PvDcTaT=lvD Upr=3,84-0,8=3,07 W. As perdas dinâmicas do diodo são principalmente devidas a perdas durante a recuperação reversa: РVDdin=0,5fmax·lsmaxvUBx max·toB·fmax·lBыx·Uвх max ·toв·25-103 -5-32·0,2·10-6=0,8 W , onde tOB=0,2-1C-6 s é o tempo de recuperação reversa do diodo. As perdas totais no diodo serão: PVD \u3,07d PMDstat + PVDdin \u0,8d 3,87 + XNUMX \uXNUMXd XNUMX W. 6. Escolha um dissipador de calor. A principal característica de um dissipador de calor é a sua resistência térmica, que é definida como a razão entre a diferença de temperatura entre o ambiente e a superfície do dissipador de calor e a potência por ele dissipada: Rg=ΔТ/Рrass. No nosso caso, o transistor chaveador e o diodo devem ser fixados ao mesmo dissipador de calor através de espaçadores isolantes. Para não levar em conta a resistência térmica das juntas e não complicar o cálculo, selecionamos a temperatura superficial baixa, aproximadamente 70°C. Então, a uma temperatura ambiente de 40°C ΔT = 70-40 = 30°C. A resistência térmica do dissipador de calor para o nosso caso é Rt=ΔT/(Ps+Pvd)=30/(14,66+3,87)=1,62°C/W. A resistência térmica para resfriamento natural é geralmente fornecida nos dados de referência do dissipador de calor. Para reduzir o tamanho e o peso do dispositivo, você pode usar o resfriamento forçado por meio de um ventilador. 7. Calcule os parâmetros do acelerador. Vamos calcular a indutância do indutor: L= (UBX max - Usbkл-URдт - UBх)γmin /[2Iвx fmax(α-1)]=(32-2-0,3-12) 0,42/[2 5 25·103 ( 1,25-1)]=118,94 μH. Como material para o circuito magnético, escolhemos Mo-permalloy MP 140 prensado [4]. A componente variável do campo magnético no núcleo magnético, no nosso caso, é tal que as perdas por histerese não são um fator limitante. Portanto, a indução máxima pode ser selecionada na seção linear da curva de magnetização próxima ao ponto de inflexão. Trabalhar em seção curva é indesejável, pois neste caso a permeabilidade magnética do material será menor que a inicial. Isso, por sua vez, fará com que a indutância diminua à medida que a corrente do indutor aumenta. Selecionamos a indução máxima Bm igual a 0,5 T e calculamos o volume do circuito magnético: Vp=μμ0 L(αIвx)2/Bm2=140 4π 10-7 118,94 10-6(1,25-5)20,52, 3,27=3 cm140 , onde μ=140 é a permeabilidade magnética inicial do material MP0; μ4=10π·7-XNUMX H/m - constante magnética. Com base no volume calculado, selecionamos o circuito magnético. Devido às características do projeto, o circuito magnético permalloy MP140 geralmente é feito em dois anéis dobrados. No nosso caso, os anéis KP24x13x7 são adequados. A área da seção transversal do núcleo magnético é Sc=20,352 =0,7 cm2, e o comprimento médio da linha magnética é λс=5,48 cm. O volume do núcleo magnético selecionado é: VC=SC· λс=0,7 5,48 =3,86cm3>Vp . Calcule o número de voltas: O diâmetro do fio com isolamento será determinado com base no fato de que o enrolamento deve ser colocado em uma camada, volta a volta ao longo da circunferência interna do circuito magnético: di=πdKk3/w=π·13-0,8/23= 1,42 mm, onde dK=13 mm - diâmetro interno do circuito magnético; k3=0,8 - fator de preenchimento da janela do circuito magnético com o enrolamento. Selecionamos o fio PETV-2 com diâmetro de 1,32 mm. Antes de enrolar o fio, o circuito magnético deve ser isolado com uma película PET-E de 20 mícrons de espessura e 6...7 mm de largura em uma camada. 8. Calcule a capacitância do capacitor de saída: CBыx=(UBX max-UsBkl - URdt) γmin/[8 ΔUCBыx L fmax2]=(32-2-0,3) 0,42/ [8 0,01 ·118,94-·10-6(25 ·103)2]=1250 µF, onde ΔUСвх=0,01 V é a faixa de ondulação no capacitor de saída. A fórmula acima não leva em consideração a influência da resistência interna em série do capacitor na ondulação. Levando isso em consideração, além de uma tolerância de 20% para a capacitância dos capacitores de óxido, selecionamos dois capacitores K50-35 para tensão nominal de 40 V com capacidade de 1000 μF cada. A escolha de capacitores com tensão nominal aumentada se deve ao fato de que à medida que este parâmetro aumenta, a resistência em série dos capacitores diminui. O diagrama desenvolvido de acordo com os resultados obtidos durante o cálculo é mostrado na Fig. 3.
Vamos dar uma olhada mais de perto na operação do estabilizador. Durante o estado aberto da chave eletrônica - transistor VT5 - uma tensão dente de serra é formada no resistor R14 (sensor de corrente). Ao atingir um determinado valor, o transistor VT3 abrirá, o que, por sua vez, abrirá o transistor VT2 e descarregará o capacitor C3. Neste caso, os transistores VT1 e VT5 fecharão e o diodo de comutação VD3 abrirá. Os transistores VT3 e VT2 anteriormente abertos fecharão, mas o transistor VT1 não abrirá até que a tensão no capacitor C3 atinja um nível limite correspondente à sua tensão de abertura. Assim, será formado um intervalo de tempo durante o qual o transistor chaveador VT5 estará fechado (aproximadamente 30 μs). Ao final deste intervalo, os transistores VT1 e VT5 abrirão e o processo se repetirá novamente. O resistor R10 e o capacitor C4 formam um filtro que suprime o surto de tensão na base do transistor VT3 devido à recuperação reversa do diodo VD3. Para o transistor de silício VT3, a tensão base-emissor na qual ele entra no modo ativo é de cerca de 0,6 V. Nesse caso, uma energia relativamente grande é dissipada no sensor de corrente R14. Para reduzir a tensão no sensor de corrente no qual o transistor VT3 abre, uma polarização constante de cerca de 0,2 V é aplicada à sua base através do circuito VD2R7R8R10. Uma tensão proporcional à tensão de saída é fornecida à base do transistor VT4 a partir de um divisor, cujo braço superior é formado pelos resistores R15, R12 e o braço inferior pelo resistor R13. O circuito HL1R9 gera uma tensão de referência igual à soma da queda de tensão direta no LED e na junção do emissor do transistor VT4. No nosso caso, a tensão de referência é 2,2 V. O sinal de incompatibilidade é igual à diferença entre a tensão na base do transistor VT4 e a tensão de referência. A tensão de saída é estabilizada somando o sinal de incompatibilidade amplificado pelo transistor VT4 com a tensão baseada no transistor VT3. Vamos supor que a tensão de saída aumentou. Então a tensão na base do transistor VT4 se tornará maior que a do exemplo. O transistor VT4 abrirá ligeiramente e mudará a tensão na base do transistor VT3 para que ele também comece a abrir. Conseqüentemente, o transistor VT3 abrirá em um nível mais baixo de tensão dente de serra através do resistor R14, o que levará a uma redução no intervalo de tempo no qual o transistor chaveador estará aberto. A tensão de saída diminuirá então. Se a tensão de saída diminuir, o processo de regulação será semelhante, mas ocorre na ordem inversa e leva a um aumento no tempo de abertura da chave. Como a corrente do resistor R14 está diretamente envolvida na formação do tempo de estado aberto do transistor VT5, aqui, além da realimentação usual da tensão de saída, há realimentação de corrente. Isso permite estabilizar a tensão de saída sem carga e garantir uma resposta rápida a mudanças repentinas na corrente na saída do dispositivo. Em caso de curto-circuito na carga ou sobrecarga, o estabilizador entra no modo de limitação de corrente. A tensão de saída começa a diminuir em uma corrente de 5,5...6 A, e a corrente do circuito é de aproximadamente 8 A. Nesses modos, o tempo de estado ligado do transistor chaveador é reduzido ao mínimo, o que reduz a potência dissipada nele. Em caso de mau funcionamento do estabilizador, causado pela falha de um dos elementos (por exemplo, quebra do transistor VT5), a tensão na saída aumenta. Neste caso, a carga pode falhar. Para evitar situações de emergência, o conversor é equipado com uma unidade de proteção composta por um tiristor VS1, um diodo zener VD1, um resistor R1 e um capacitor C1. Quando a tensão de saída excede a tensão de estabilização do diodo zener VD1, uma corrente começa a fluir através dele, o que liga o tiristor VS1. Sua inclusão leva a uma diminuição da tensão de saída para quase zero e à queima do fusível FU1. O dispositivo é projetado para alimentar equipamentos de áudio de 12 volts, destinados principalmente a veículos de passeio, da rede de bordo de caminhões e ônibus com tensão de 24 V. Devido ao fato da tensão de entrada neste caso ter baixa ondulação nível, o capacitor C2 tem uma capacitância relativamente pequena. É insuficiente quando o estabilizador é alimentado diretamente por um transformador de rede com retificador. Neste caso, o retificador deve ser equipado com um capacitor com capacidade de pelo menos 2200 μF para a tensão correspondente. O transformador deve ter uma potência total de 80...100 W. O estabilizador usa capacitores de óxido K50-35 (C2, C5, C6). O capacitor C3 é um capacitor de filme K73-9, K73-17, etc. de tamanhos adequados, C4 é cerâmico com baixa autoindutância, por exemplo, K10-176. Todos os resistores, exceto R14, são C2-23 de potência apropriada. O resistor R14 é feito de um pedaço de fio Constantan PEK 60 com 0,8 mm de comprimento e uma resistência linear de aproximadamente 1 Ohm/m. Um desenho de uma placa de circuito impresso feita de fibra de vidro revestida com papel alumínio unilateral é mostrado na Fig. 4.
O diodo VD3, o transistor VD5 e o tiristor VS1 são fixados ao dissipador de calor através de uma almofada isolante condutora de calor usando buchas plásticas. A placa também está fixada no mesmo dissipador de calor. A aparência do dispositivo montado é mostrada na Fig. 5.
Hoje, o desenvolvimento de estabilizadores de comutação tornou-se muito mais fácil. Circuitos integrados que incluem todos os componentes necessários tornaram-se disponíveis (inclusive por um preço). Além disso, os fabricantes de dispositivos semicondutores passaram a acompanhar seus produtos com uma grande quantidade de informações de aplicação contendo circuitos de conexão típicos que satisfazem o consumidor na grande maioria dos casos. Isso praticamente elimina as etapas de cálculos preliminares e prototipagem desde o desenvolvimento. Um exemplo disso é o microcircuito KR1155EU2 [5]. É composto por uma chave, um sensor de corrente, uma fonte de tensão de referência (5,1 V ± 2%), uma unidade de controle tiristorizada para proteção contra sobretensão na carga, uma unidade de partida suave, uma unidade de reset para dispositivos externos, uma unidade para controle remoto desligamento e uma unidade de proteção contra superaquecimento. Considere uma fonte de alimentação de laboratório desenvolvida com base no KR1155EU2. características técnicas
O diagrama do dispositivo é mostrado na Fig. 6. Não difere muito do diagrama de conexão padrão e as designações posicionais dos elementos são as mesmas. Um método de controle com um período fixo de repetição de pulso, isto é, controle de largura de pulso, é implementado aqui.
O capacitor C1 é um filtro de entrada. Possui capacidade maior do que a indicada no diagrama de conexão típico, devido ao consumo de corrente relativamente grande. Os resistores R1 e R2 controlam o nível de proteção de corrente. A resistência total máxima corresponde à corrente máxima de operação da proteção, e a resistência mínima corresponde à corrente mínima. Com a ajuda do capacitor C4, o estabilizador inicia suavemente. Além disso, a sua capacidade determina o período de reinício quando o limite de proteção atual é excedido. O resistor R5 e os capacitores C5, C6 são elementos de compensação de frequência do amplificador de erro interno. O capacitor C3 e o resistor R3 determinam a frequência portadora do conversor de largura de pulso. O capacitor C2 define o tempo entre uma queda acentuada na tensão de saída (causada por motivos externos, por exemplo, uma sobrecarga de saída de curto prazo) e a transição do sinal RESO (pino 14 DA1) para um estado correspondente à operação normal, quando o transistor conectado entre os pinos RESO e GND dentro do microcircuito fecha. O resistor R6 fornece a carga de coletor aberto deste transistor. Se você planeja usar o sinal RESO e ligá-lo a uma tensão diferente da tensão de saída do estabilizador, o resistor R6 não está instalado e a carga do coletor aberto está conectada dentro do receptor do sinal RESO. O resistor R4 fornece potencial zero na entrada INHI (pino 6 do DA1), o que corresponde ao funcionamento normal do microcircuito. O estabilizador pode ser desligado por um sinal TTL externo alto. O uso do diodo KD636AS (sua corrente total permitida excede significativamente a exigida neste estabilizador) permite aumentar a eficiência em 3 ... 5% com um ligeiro aumento no custo do dispositivo. Isso leva a uma diminuição da temperatura do dissipador de calor e, conseqüentemente, a uma diminuição de suas dimensões e peso. Os resistores R7 e R8 são usados para regular a tensão de saída. Quando o controle deslizante do resistor R7 está na posição inferior de acordo com o circuito, a tensão de saída é mínima e igual à tensão de referência do microcircuito DA1, respectivamente, quando na posição superior a tensão de saída é máxima. O SCR VS1 é aberto pelo sinal CBO (pino 15 do DA1) se a tensão na entrada CBI (pino 1 do DA1) exceder o valor de referência interno do chip DA1 em aproximadamente 20%. Isso protege a carga do excesso de tensão na saída. Todos os capacitores de óxido são K50-35, exceto C1 - K50-53. O capacitor C6 é de cerâmica K10-176, o restante é de filme (K73-9, K73-17, etc.). Todos os resistores fixos são C2-23. Resistores variáveis R2 e R7 - SPZ-4aM com potência de 0,25 W. Eles são instalados na placa por meio de suportes. O indutor L1 é enrolado em dois núcleos magnéticos de anel dobrado K20x 12x6,5 feitos de permalói MP140. O enrolamento contém 42 voltas de fio PETV-2 1,12, enroladas em duas camadas: a primeira - 27-28 voltas, a segunda - o resto. O estabilizador é montado em uma placa feita de fibra de vidro revestida com papel alumínio unilateral. O desenho da placa é mostrado na Fig. 7.
O microcircuito, diodo e tiristor são montados em um dissipador de calor. Neste caso, na maioria dos casos o microcircuito não precisa ser isolado da superfície do dissipador de calor, pois seu flange está conectado ao pino 8 (GND). O diodo e o tiristor devem ser isolados. O dissipador de calor é selecionado com base na dissipação de energia de aproximadamente 15...20 W e superaquecimento de 30°C. Você pode reduzir o tamanho e o peso do dissipador de calor usando um ventilador (se possível). Atenção especial deve ser dada ao transformador de rede e ao retificador. O transformador foi projetado para uma potência de saída de pelo menos 150 W e uma tensão de saída de circuito aberto de aproximadamente 33 V. Na carga máxima, é permitido reduzir a tensão de saída em não mais que 1,5 V em relação à tensão de circuito aberto . O retificador é selecionado para uma corrente de 3,5...2 A com uma queda de tensão total em seus diodos não superior a XNUMX V. O retificador (no caso de design monolítico) ou diodos individuais podem ser montados no mesmo calor afundar como estabilizador. Um conversor de pulso pode ser uma boa alternativa a um transformador e retificador de rede. Analisando os dois aparelhos analisados, é possível perceber suas diferenças. Obviamente, o primeiro estabilizador é mais barato que o segundo. Além disso, as maneiras de reduzir ainda mais o custo do primeiro são muito óbvias (substituindo o diodo KD2997V por um KD213V com uma ligeira deterioração na eficiência e um permaploide caro com um núcleo magnético de ferrite barato). No segundo dispositivo, o KD213V (assim como o KD2997V) não será mais adequado devido à inércia, e a substituição do núcleo magnético não levará a uma redução perceptível no custo. As peças do primeiro estabilizador podem ser encontradas na mesa de qualquer radioamador, o que não se pode dizer do segundo. No entanto, o primeiro dispositivo requer mais tempo durante a fase de design. Além disso, possui um maior número de elementos com menos funcionalidades. Literatura
Autor: Yu.Semenov, Rostov-on-Don
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onde α=lLmax /llx=1,25 é a razão entre a corrente máxima do indutor e a corrente de saída. O coeficiente a é escolhido dentro do intervalo de 1,2...1,6. Perdas estáticas do switch PSctat=lsUSBKn=3,27-2=6,54 W.
Tomamos o número de voltas igual a 23.
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