Estudo de modelos PSpice de radioelementos analógicos. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica

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Em seu artigo ("Modelos PSpice para programas de simulação"em "Rádio" nº 5-8 de 2000), o autor falou sobre as regras para construção de modelos de componentes analógicos para programas de modelagem baseados na linguagem PSpice. O artigo proposto dá continuidade a este tópico. É dedicado a métodos de estudo do PSpice modelos e métodos para construção de modelos de componentes para faixa de microondas. Isto é muito importante, pois somente o uso de modelos de componentes confiáveis ​​permite obter resultados de simulação adequados.

Mais cedo ou mais tarde, todo radioamador chega à conclusão: antes de instalar um elemento de rádio em uma placa durante a fabricação de um dispositivo, você deve primeiro verificar sua operacionalidade. Isso protegerá o dispositivo contra falhas futuras após a aplicação da energia ou contra pesquisas demoradas pela causa de sua inoperabilidade. Nas empresas industriais, para esse fim, organizam a inspeção parcial ou total de entrada de radioelementos, o que é muito mais simples do que manter um grande quadro de ajustadores de equipamentos altamente qualificados e bem remunerados.

A abordagem deve ser semelhante ao modelar circuitos eletrônicos. Usar modelos não testados é uma perda de tempo olhando gráficos que nada têm a ver com a realidade. Nesse caso, você pode tirar uma conclusão falsa sobre a operabilidade ou inoperabilidade do dispositivo e tomar a decisão errada. Portanto, o controle de entrada também deve ser organizado aqui. No futuro, isso será recompensado em termos de economia de tempo e confiabilidade dos resultados da modelagem.

As fontes para reabastecimento de bibliotecas pessoais podem ser modelos incluídos nas bibliotecas do pacote de software de modelagem utilizado, de bibliotecas de outros programas de modelagem compatíveis, modelos que são abundantemente apresentados na Internet em sites de desenvolvedores de software de modelagem e fabricantes de componentes eletrônicos, publicados em publicações impressas e modelos de nossa própria concepção. No entanto, só podemos adivinhar a sua qualidade. Antes de utilizar estes modelos, é aconselhável testá-los. É com esta abordagem que surge a confiança nos resultados obtidos. Fica claro o que pode ser e o que não pode ser.

Este artigo descreve alguns métodos para testar modelos de elementos de rádio analógicos discretos, fornece esquemas de medição e textos de tarefas de modelagem no formato PSpice. As tarefas são configuradas para modelos específicos de radioelementos, cujos testes estão descritos no artigo. Se quaisquer outros elementos forem testados, os programas deverão ser modificados. Não é difícil. Via de regra, todas as modificações se resumem a substituir os limites de alteração de correntes, tensões, tempo de análise, escolha de carga e configuração do modo necessário do modelo do componente para corrente contínua. Se você for criativo, alguns testes podem ser usados ​​para desenvolver novos testes para outros modelos, incluindo macromodelos complexos.

MEDIÇÃO DE RECUPERAÇÃO DE DIODO

Para avaliar as propriedades dinâmicas de um modelo de diodo, seu tempo de recuperação reversa deve ser medido. Vamos fazer isso usando o exemplo do diodo retificador modelo KD212A. Sabe-se que após mudar a polaridade da tensão aplicada a um diodo real de direto para reverso, ele não fecha instantaneamente, mas com algum atraso. Neste caso, uma grande corrente pode fluir através do diodo na direção oposta por algum tempo. Para KD212A, de acordo com o livro de referência [1], o tempo de recuperação reversa é garantido em Urev = 200 V, Irev = 2 A, não mais que 300 ns.

Agora vamos verificar o modelo deste diodo. Vamos criar condições de medição próximas daquelas sob as quais os parâmetros do diodo KD212A são fornecidos no livro de referência. Para isso, aplicamos um pulso de tensão multipolar com amplitude de 1 V ao modelo de diodo (Fig. 1, Tabela 200) através de um resistor com resistência de 100 Ohms.

Vamos iniciar o processo de modelagem e ver como a corrente do diodo muda (Fig. 2).

Na verdade, o gráfico mostra um aumento característico de corrente na direção oposta. Sua duração é o tempo de recuperação reversa. O pico de corrente quando o diodo é ligado é explicado pela recarga de sua capacitância de barreira. A corrente do modelo de diodo é medida em amperes e a tensão em centenas de volts. Para traçar duas curvas (corrente e tensão) em um gráfico, a tensão deve ser dividida por 100 usando a GPU. Pode-se observar nos gráficos que o tempo de recuperação reversa é de aproximadamente 33 ns. Os resultados correspondem à realidade, embora o tempo de recuperação reversa seja muito inferior aos 300 ns avaliados.

Aqui, em geral, manifesta-se claramente o problema de usar informações de livros de referência nacionais para construir modelos. Como regra, todos os parâmetros especificados como “nem mais” ou “nada menos” não podem ser usados ​​para construir modelos matemáticos, uma vez que refletem principalmente o desejo dos desenvolvedores de jogar pelo seguro. Portanto, é melhor tentar usar modelos criados por empresas fabricantes ou realizar algumas medições independentes.

Se este diodo for usado, por exemplo, em um retificador, então a presença de tais emissões leva a um aumento do ruído de comutação. Isso geralmente é resolvido conectando um capacitor shunt em paralelo com o diodo (Fig. 3).

Vamos ver o que isso dá (Fig. 4).

É claro que a situação está a mudar, mas não dramaticamente. Obviamente, a falha na passagem para o estado direto está associada à recarga do capacitor C1. A tarefa de modelagem (Tabela 2) é composta por duas tarefas incluídas uma após a outra.

A segunda tarefa é simplesmente uma cópia da primeira, à qual é então adicionado um capacitor C1, conectado em paralelo com o diodo. Isto é conveniente, pois todos os gráficos após o cálculo serão mostrados simultaneamente.

CARACTERÍSTICAS VOLT-FARAD DO MODELO VARICAP

Outra característica importante de um diodo é a dependência da capacitância da junção pn da tensão aplicada na direção reversa. Para dispositivos como varicaps, esta é a dependência principal. Vamos construir uma característica capacitância-tensão para o modelo varicap 2V104A. Apliquemos ao modelo de diodo (Fig. 5) uma tensão com amplitude de 10 V, aumentando linearmente a uma velocidade de 50 V/μs, aplicada no sentido oposto. Neste caso a junção pn estará fechada e a corrente que passa pelo diodo devido à resistência reversa muito grande será praticamente puramente capacitiva e será determinada pela equação ld=CdV'(t) onde V'( t) é a taxa de aumento da tensão (10 V /μs=107 V/s).

Resolvendo esta equação para Сd, obtemos Сd=Id/V'(t).

A partir daqui, obtemos a fórmula para a capacitância do diodo: Cd \u107d Id / XNUMX.

Ou, finalmente, levando em consideração a dimensão, Sd (pF) \u0,1d XNUMX Id (μA).

Vamos criar e executar uma tarefa de modelagem (Tabela 3) e depois ver como a corrente do diodo muda ao longo do tempo (Fig. 6).

A corrente será muito pequena, e para vê-la simultaneamente com a tensão, seus valores deverão ser multiplicados pela GPU por 1000. Como a dependência da tensão aplicada com o tempo é linear, substituímos o tempo no Eixo X com a tensão da fonte V1. Em seguida, dividimos os valores da corrente por 10. Como resultado, obtemos a característica capacitância-tensão do diodo (Fig. 7), onde ao longo do eixo o valor da corrente em microamperes será numericamente igual à capacitância do diodo em picofarads .

O livro de referência [1] afirma que com tensão reversa de 4 V, a capacitância do varicap está na faixa de 90 a 120 pF. De acordo com o gráfico do modelo, obtemos 108 pF. E isso sugere que o modelo em estudo corresponde às propriedades de um varicap real neste parâmetro.

CARACTERÍSTICAS DE SATURAÇÃO DO MODELO DE TRANSISTOR BIPOLAR

Ao projetar chaves sem contato, é importante conhecer as características do modo de saturação do transistor. Estes parâmetros são decisivos para a seleção de um transistor chaveador em conversores de pulso e dispositivos de comutação de carga.

Para que tal dispositivo tenha alta eficiência. O transistor chaveador deve estar no estado Totalmente Aberto ou Totalmente Fechado e mudar de um estado para outro o mais rápido possível. No estado totalmente aberto, o transistor deve estar saturado. A potência dissipada por ele é determinada pelo produto da corrente do coletor e a tensão de saturação da seção coletor-emissor em uma determinada corrente do coletor, mais alguma potência adicional determinada pela corrente de base, que é necessária para manter o transistor em saturação. estado. É igual ao produto da tensão de saturação de base e da corrente de base. Às vezes, a energia adicional gasta no acionamento do transistor é bastante significativa. Esta é uma desvantagem significativa dos transistores bipolares.

Nos livros de referência, a tensão de saturação é interpretada de forma ambígua. Normalmente é indicado em uma determinada corrente de base e coletor, ou gráficos de tensão de saturação (Ukenas e Ubenas) são dados na corrente de base em uma corrente fixa de coletor, ou as dependências de Ukenas e Ubenas na corrente de coletor são traçadas com uma saturação coeficiente Knas = 10 para transistores de baixa potência (para transistores de alta potência - Knas = 2).

Vamos traçar a dependência da tensão de saturação coletor-emissor e emissor-base na corrente de base para o modelo de um poderoso transistor bipolar KT838A, amplamente utilizado em fontes de alimentação secundárias pulsadas, cujos parâmetros dependem em grande parte dos indicadores de qualidade do transistor de comutação. O livro de referência [2] mostra seus parâmetros: Ubenas (em Ik=4,5 A; Ib=2 A) - não mais que 1,5 V; Ukenas (em Ik=4,5 A; Ib=2 A; T=+25 °C) - não mais que 1,5 V; Ukenas (em Ik=4,5 A; Ib=2 A; T=-45 °C e T=+100 °C) - não mais que 5 V.

Usando o esquema de medição (Fig. 8, Tabela 4), calculamos essas dependências.

Os resultados obtidos (Fig. 9) não contradizem os dados de referência. É óbvio que um aumento acentuado na tensão coletor-emissor com uma diminuição na corrente de base se deve ao fato de o transistor sair do modo de saturação.

Agora traçaremos a dependência da tensão de saturação coletor-emissor e emissor-base dos modelos de poderosos transistores bipolares KT838A e do mais moderno KT8121A2 na corrente do coletor com um coeficiente de saturação fixo de dois. No livro de referência [2] para o transistor KT838A, infelizmente, não existe tal característica, mas existe para o KT8121A2. Vamos comparar modelos de transistores com base neste indicador.

Utilizando o circuito de medição (Fig. 10), tomamos a relação entre a corrente do coletor e a corrente de base igual a dois, utilizando para isso uma fonte de corrente dependente controlada pela corrente F1 com coeficiente de transferência de 0,5.

O controle será a corrente através da fonte de tensão V1 com tensão zero (este é um requisito do PSpice). Variando a corrente da fonte I1 na faixa de 0,1 a 10 A (e, portanto, a corrente de base de 0,05 a 5 A), calculamos como a tensão na base e no coletor do transistor mudará. Vamos usar os recursos da diretiva .DC para isso.

A tarefa de modelagem (Tabela 5) consiste em dois, conectados em série um após o outro, para o transistor KT838A e KT8121A2. Neste caso, as características de ambos os dispositivos aparecerão simultaneamente na mesma tela (Fig. 11).

Fica claro nos gráficos que o transistor KT8121A2 possui melhores características no modo de saturação do que o KT838A. Com uma corrente de coletor de 4,5 A, a tensão de saturação do coletor-emissor KT838A é de cerca de 2,1 V, e do KT8121A2 é de cerca de 0,5 V. Assim, para construir chaves potentes, é preferível usar o transistor KT8121A2, pois ele irá dissipar menos poder.

CARACTERÍSTICAS DE VOLT-AMPERE DE UM MODELO DE TRANSISTOR DE CAMPO POTENTE

Várias fontes impressas e a Internet fornecem uma abundância de tabelas de análogos de transistores nacionais e importados. Surge uma questão bastante óbvia - é possível usar modelos analógicos, dando-lhes nomes de transistores domésticos? Na tabela A Figura 6 mostra análogos importados de transistores de efeito de campo de alta potência. Esta tabela é boa porque modelos de muitos análogos podem ser encontrados nas bibliotecas do OrCAD-9.2. Esses transistores são usados ​​​​principalmente na comutação de fontes de alimentação para televisores, videocassetes e monitores.

O autor estava interessado no transistor KP805A porque o transistor BUZ2541 na fonte de alimentação de sua TV SONY KV-E90 falhou. Vamos tentar comparar pelo menos aproximadamente os principais parâmetros do KP805A com as características dos modelos analógicos importados da tabela. O modelo do transistor MTP6N60E foi encontrado no site da tntusoft, o modelo do transistor BUZ90 foi encontrado na biblioteca siemens.lib e o transistor IRFBC40 foi encontrado na biblioteca pwmos.lib. Apesar de os transistores serem apresentados na tabela como análogos, seus modelos parecem muito diferentes.

Os modelos de transistor MTP6N60E e BUZ90 são representados por macromodelos muito complexos (Fig. 12, Fig. 13), e o modelo de transistor IRFBC40 é o mais simples, construído com base no modelo integrado. Vamos ver, ao mesmo tempo, como isso afetará seus parâmetros.

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Primeiramente, construiremos uma família de características corrente-tensão de saída de modelos desses transistores conectados em um circuito com fonte comum (Fig. 14).

A característica de saída de um transistor de efeito de campo é a dependência da corrente de dreno na tensão de dreno em uma tensão de porta fixa. Uma família de características de saída é formada traçando gráficos para vários valores de tensão de porta. Vamos criar uma tarefa de modelagem (Tabela 7) e iniciá-la. À medida que a tensão da porta varia, a curva mudará de forma característica (Fig. 15 - 17), formando uma família de parâmetros de saída.

Para traçar as características dos diferentes transistores, deve-se manipular o sinal “*” (asterisco) do programa nas linhas de conexão dos modelos de transistores. Comparando as dependências, pode-se notar que o modelo de transistor MTP6N60E possui menor ganho (pelo menos duas vezes) e reflete o fenômeno de ruptura elétrica na tensão declarada Uci max = 600 V, e no modelo de transistor IRFBC40 o fenômeno de tensão elétrica o colapso não aparece. Em termos de ter em conta o fenómeno da avaria eléctrica, o primeiro modelo corresponde mais à realidade. Porém, é cedo para afirmar que os modelos desses transistores apresentam características semelhantes. A única coisa que eles têm em comum é que com a corrente declarada Ic = 6 A e a tensão U3i = 10 V, seus valores de tensão dreno-fonte são aproximadamente iguais, totalizando aproximadamente 6 V para o MTP60N5,6E, e cerca de 40 V para o IRFBC5,8.

O modelo de transistor BUZ90 da biblioteca siemens.lib aparentemente não tem muito sucesso e normalmente é calculado quando a tensão de dreno muda apenas até 100 V. Se você expandir o intervalo além de 120 V, não será possível obter características normais de saída (Fig. . 17), e o processo de cálculo é muito demorado ao longo do tempo. E isso apesar do modelo estar incluído na biblioteca proprietária siemens.lib, que acompanha a distribuição do OrCAD. A aplicação de tal modelo no futuro pode levar a problemas na obtenção de resultados. É costume confiar em bibliotecas proprietárias, por isso não será fácil explicar o comportamento do dispositivo simulado. Isto sugere a conclusão de que qualquer modelo, mesmo proveniente de uma fonte confiável, deve ser testado antes de ser usado.

Vamos agora traçar as características de transição dos transistores MTP6N60E, IRFBC40, BUZ90. O esquema de medição é mostrado na Fig. 14, e a tarefa de modelagem está na tabela. 8.

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Vamos diferenciar essas dependências e obter gráficos de mudanças na inclinação (Fig. 18 - 20).

Numa corrente de 2 A temos S(MTP6N60E) = 3000 mA/V; S(IRFBC40)=2040 mA/V; S(BUZ90)=2050 mA/V. De acordo com o livro de referência [2], o KP805A possui uma inclinação característica de 2500 mA/V. Os valores parecem próximos. Mas isso é apenas em um ponto!

Que conclusões podem ser tiradas disso? A julgar pelas características de corrente-tensão dos modelos de transistores MTP6N60E, IRFBC40, BUZ90, é difícil supor que sejam os mesmos dispositivos. No entanto, a experiência real de substituição durante o reparo de equipamentos confirma sua intercambialidade na comutação de fontes de alimentação. Quanto à utilização de modelos analógicos como modelo do transistor doméstico KP805A, isso não pode ser feito diretamente, pois há uma diferença significativa em suas características corrente-tensão.

Os modelos de transistores MTP6N60E e IRFBC40 revelaram-se funcionais e, em geral, refletem as propriedades de alguns transistores MOSFET de potência típicos e são adequados para modelagem. São seus modelos, por serem os de maior sucesso, que poderão ser utilizados no futuro como protótipos para a criação de modelos de transistores de efeito de campo domésticos. A maneira mais simples é selecionar os parâmetros do modelo, seguido de teste e comparação com as características de um dispositivo real de um livro de referência confiável. Um modelo simples do KP805A (usando o modelo IRFBC40 como protótipo) pode ser criado usando o programa PART MODEL EDITER incluído no pacote OrCAD. E se você também levar em conta a falha elétrica ao conectar um diodo, obterá um modelo totalmente “viável”.

DEPENDÊNCIA DA RESISTÊNCIA DO CANAL DO MODELO TRANSISTOR DE CAMPO DA TENSÃO DA PORTÃO

Por analogia com o exemplo anterior, construiremos as características corrente-tensão de saída do transistor KP312A (Fig. 21, Tabela 9). Fica claro nos gráficos que os transistores de efeito de campo têm uma região de resistência controlada que é muito simétrica em relação a zero em baixa tensão de dreno |Uс |<|Uс us | /2.

Os canais de transistores de efeito de campo se comportam quase como resistores lineares, cuja resistência depende da tensão da porta. Se a polaridade da tensão de dreno for invertida, a linearidade do resistor não será afetada. Portanto, em um transistor de efeito de campo é possível implementar um resistor variável controlado eletricamente operando em corrente contínua e alternada. Esta propriedade interessante é frequentemente usada em vários sistemas de controle automático. No entanto, deve ser lembrado que para transistores de efeito de campo com uma junção p-n de controle a condição |Uзi|<|Uсi |+0,5 V. Caso contrário, quando exposto à tensão de dreno reversa, a seção da junção p-n de controle próxima o dreno estará tão aberto que uma corrente significativa da porta direta fluirá para o circuito de dreno, violando a linearidade do resistor. A tensão direta na junção pn de silício, não excedendo 0,5 V, não cria uma corrente direta significativa.

A este respeito, a dependência da resistência do canal do transistor na tensão da porta é de interesse. Vamos construí-lo. A peculiaridade de tal experimento é que o gráfico da resistência do canal do transistor de efeito de campo não pode ser exibido diretamente na tela do pós-processador gráfico PSpice, mas seu equivalente elétrico pode ser obtido. Para obter a resistência, você precisa dividir a tensão de dreno pela corrente de dreno RDS=UD(J2)/ID(J2). Este método é universal e pode ser usado para medir resistência em outros modelos, incluindo macromodelos. Assim, você precisará de um divisor de tensão com função A/V e um conversor de corrente para tensão.

Agora vamos traçar um esquema de medição (Fig. 22). O conversor corrente-tensão, feito a partir de uma fonte de tensão controlada pela corrente H1 (INUT), é conectado à entrada de medição em paralelo à fonte de tensão zero, que é conectada ao circuito dreno do transistor de efeito de campo. Este é um requisito do PSpice ao medir corrente. Alterando a tensão na porta (fonte de tensão V1) e definindo diferentes valores de tensão no dreno (fonte de tensão V3), obtemos a família correspondente de características de resistência de canal do transistor de efeito de campo KP312A (saída do A/ V divisor de tensão).

Ao elaborar uma tarefa de modelagem (Tabela 10), projetaremos o divisor (Fig. 23) como um macromodelo separado .SUBCKT DIVIDE A B A/B, onde A e B são as entradas do divisor; A/B é sua saída. Isso permitirá que o divisor seja reutilizado em vários experimentos no futuro.

Mediremos a resistência no modo de análise transitória de acordo com a diretiva .TRAN. Neste caso, a tensão da fonte V1 e, consequentemente, a corrente de dreno do transistor aumentarão proporcionalmente ao tempo. A tensão de dreno de acordo com a diretiva .STEP V3 LIST -0.5 0.5 1 1.5 2 mudará de acordo com a lista especificada nela na região de resistência controlada (ver Fig. 21).

Aplicamos a tensão de dreno na entrada A do divisor, e a tensão da saída IUT, proporcional à corrente de dreno, na entrada B. Na saída do divisor obtemos uma tensão proporcional à resistência do transistor de efeito de campo canal. Neste caso, a tensão em volts corresponde à resistência em ohms e em quilovolts corresponde à resistência em quiloohms.

Ao executar a tarefa de modelagem, obtemos a família de características necessária (Fig. 24).

Os gráficos mostram que a resistência do canal aumenta à medida que a tensão da porta se aproxima da tensão de corte, que para este modelo é de -5 V. E isso é compreensível, porque o transistor desliga. Na faixa de 0 a -1,5 V, uma seção relativamente linear de mudança de resistência pode ser identificada. A tensão de dreno também afeta a resistência do canal; à medida que a tensão de dreno aumenta, ela aumenta. Isto está de acordo com as características teóricas e práticas dos transistores de efeito de campo [3, 4]. Em alguns livros de referência, em vez de gráficos de resistência, são fornecidas dependências de condutividade. Obviamente, se trocarmos as entradas A e B do divisor, obteremos gráficos de condutividade.

DEPENDÊNCIA DA RESISTÊNCIA DO CANAL DO MODELO DE TRANSISTOR DE CAMPO DA CORRENTE DE DRENO

Usando o experimento anterior, representaremos graficamente a dependência da resistência do canal do modelo do transistor de efeito de campo na corrente de dreno. Vamos traçar um esquema de medição apropriado (Fig. 25). Aqui tudo é igual ao caso anterior, apenas incluiremos uma fonte de corrente I1 linearmente crescente no circuito de drenagem.

As medições de resistência são realizadas no modo de análise transitória de acordo com a diretiva .TRAN. Neste caso, a corrente da fonte de corrente I1 e, consequentemente, a corrente de dreno do transistor de efeito de campo aumentarão proporcionalmente ao tempo. Naturalmente, a tensão de drenagem também mudará. Vamos aplicar a tensão de dreno na entrada A do divisor, e a tensão da saída do INUT, proporcional à corrente de dreno, na entrada B. Na saída do divisor obtemos uma tensão proporcional à resistência do campo- canal de transistor de efeito. A tensão em volts corresponde à resistência em ohms e em quilovolts corresponde à resistência em quiloohms.

Iniciada a tarefa de modelagem (Tabela 11), obtemos curvas (Fig. 26) - este é o resultado desejado.

Pode-se observar pelos gráficos que com o aumento da tensão de fechamento na porta do transistor de efeito de campo, a resistência do canal aumenta, obviamente, é assim que deveria ser. Além disso, na faixa de tensão de porta de 0 a -0,5 V, ela é praticamente independente da tensão de dreno, portanto, o canal do transistor de efeito de campo sob tais condições se comporta como um resistor linear.

CARACTERÍSTICAS DE RUÍDO DO TRANSISTOR DE CAMPO

Ao projetar dispositivos de amplificação, é importante considerar as propriedades de ruído dos componentes, pois após a amplificação é necessário obter uma boa relação sinal-ruído. Sabe-se que a principal contribuição para o ruído vem dos elementos ativos. O ruído do dispositivo de amplificação será baixo se o dispositivo ativo com menos ruído for instalado no primeiro estágio. Transistores de efeito de campo são frequentemente usados ​​para esses fins.

O ruído intrínseco de um transistor de efeito de campo pode ser dividido em ruído térmico, de excesso e de disparo. O ruído térmico é causado pelo movimento caótico dos portadores de carga, criando flutuações na corrente e na tensão. Nas frequências médias de operação do transistor de efeito de campo, esta fonte de ruído é a principal.

O excesso de ruído (ou ruído 1/f) domina em baixas frequências e aumenta de intensidade aproximadamente inversamente com a frequência. A fonte desse ruído são mudanças locais arbitrárias nas propriedades elétricas dos materiais e em seus estados superficiais. Depende em grande parte da perfeição da tecnologia e da qualidade dos materiais de origem, mas não pode ser completamente eliminado em princípio. Nos transistores de efeito de campo modernos com junção p-n de controle, o excesso de ruído excede o ruído térmico apenas em frequências inferiores a 100 Hz; nos transistores MOS é mais intenso e começa a se manifestar visivelmente em frequências inferiores a 1...5 MHz.

O ruído de disparo é gerado pela corrente de fuga da porta. Nos transistores de efeito de campo é relativamente pequeno, por isso geralmente não é levado em consideração, mas em altas frequências, quando a capacitância da porta começa a desempenhar um papel significativo, pode ser perceptível.

Vamos dar um exemplo de comparação das propriedades de ruído de modelos de transistores de efeito de campo com uma junção pn de controle: J2N3824 japonês e KP312A doméstico. No circuito de medição (Fig. 27), o transistor é conectado a uma fonte comum e opera sobre uma carga com resistência de 1 kOhm.

Utilizando os recursos das diretivas .AC e .NOISE, traçaremos uma tarefa de modelagem (Tabela 12), com a qual calcularemos a densidade espectral da tensão de ruído de saída Su out(f), V2/Hz.

A partir dos gráficos (Fig. 28) fica claro que os transistores são semelhantes em propriedades de ruído, portanto, deste ponto de vista, o transistor KP312A é um substituto completo para o J2N3824.

Ao calcular o nível de ruído interno, os nomes das variáveis ​​de saída têm a forma padrão:

• INOISE - nível equivalente de tensão ou corrente de ruído na entrada, igual a (Sin eq(f))1/2;
• ONOISE - nível de tensão de ruído na saída, igual a (Su out(a))1/2;
• DB(INOISE) - nível equivalente de tensão ou corrente de ruído na entrada em decibéis;
• DB(ONOISE) - nível de tensão de ruído de saída em decibéis.

No Probe, a raiz quadrada da tensão do ruído interno e da densidade espectral da corrente é emitida como V(INOISE), I(INOISE), V(ONOISE).

Para traçar ambas as curvas em um gráfico, a maneira mais fácil é colocar duas tarefas, uma após a outra, em uma tarefa de modelagem, simplesmente copiando através de um buffer e inserindo o nome do modelo de interesse em cada parte.

CARACTERÍSTICAS DE SAÍDA VOLT-AMPERE DE BSIT

Os MOSFETs têm características quase ideais para um switch, para os quais são amplamente utilizados. No entanto, em dispositivos modernos de conversão de energia, os requisitos para comutadores são muito rigorosos. Eles devem operar em altas frequências, em altas correntes e ser econômicos. A principal desvantagem dos MOSFETs é a tensão dreno-fonte relativamente baixa permitida. Além disso, a resistência de um transistor aberto aumenta proporcionalmente ao quadrado desta tensão. Os melhores exemplos de poderosos transistores de efeito de campo de alta tensão têm uma tensão de saturação a uma corrente nominal de vários volts; consequentemente, eles dissipam mais energia. Nesse aspecto, os transistores bipolares são significativamente superiores aos transistores de efeito de campo.

Claro, surgiu a ideia de combinar as propriedades desses dispositivos em um único corpo. Como resultado, foi criado um transistor bipolar com controle MOS, denominado IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). Na literatura nacional é denominado BSIT - transistor bipolar induzido estaticamente.

Estruturalmente, o BSIT é um transistor bipolar controlado por um transistor MOS de baixa tensão (Fig. 29). O resultado é um dispositivo que combina as vantagens dos transistores bipolares e de efeito de campo. BSIT praticamente não possui corrente de entrada; possuem excelentes características dinâmicas até frequências de 20...50 kHz. As perdas neles crescem proporcionalmente à corrente, e não ao quadrado da corrente, como acontece com os transistores de efeito de campo. A tensão máxima no coletor BSIT é limitada apenas por falhas tecnológicas.

Hoje eles produzem BSIT com tensão nominal de 2000 V ou mais. Na corrente nominal, sua tensão de saturação não excede 2...3 V. Na tabela. 13 mostra as características elétricas de alguns transistores BSIT comuns e, para comparação, a última linha mostra os parâmetros do poderoso transistor de efeito de campo BUZ384.

Vamos construir uma família de características de saída dos modelos do transistor bipolar induzido estaticamente APT30GT60 e do poderoso transistor de efeito de campo BUZ384:

Na Fig. 30, 31 mostram esquemas de medição e tabela. 14, 15 mostra o texto da tarefa de modelagem. A tensão de porta dos transistores é um parâmetro que forma a família de características de tensão de corrente. Ela é alterada na faixa de 4,5 a 6 V em passos de 0,5 V, e a tensão no coletor (e, consequentemente, no dreno) está na faixa de 0 a 50 V.

Como resultado, obtemos as características de saída do modelo APT30GT60 BSIT (Fig. 32) e do modelo de transistor de efeito de campo BUZ384 (Fig. 33).

Os gráficos mostram que os modelos realmente refletem as propriedades de dispositivos reais e demonstram a superioridade dos BSITs sobre os transistores de efeito de campo quando ambos os dispositivos operam em modo de comutação. Assim, a uma corrente de 10 A, a tensão de saturação para o APT30GT60 BSIT é de aproximadamente 2,4 V, e para o transistor de efeito de campo BUZ384 - 5,6 V. Os valores diferem em aproximadamente 2,3 vezes, respectivamente, no estado aberto em uma corrente de 10 A, o transistor APT30GT60 dissipará 2,3 vezes menos energia.

CARACTERÍSTICAS DE COMUTAÇÃO DO BSIT

Freqüentemente, transistores bipolares induzidos estaticamente são usados ​​para operar em modos de comutação. Vamos verificar (Fig. 34) como funciona com carga indutiva.

Aplicaremos um pulso trapezoidal com uma frente acentuada e um declínio suave na entrada. A tarefa de modelagem é dada na tabela. 16, e os resultados são mostrados na Fig. 35.

Os gráficos resultantes confirmam mais uma vez que um transistor operando com carga indutiva deve ser selecionado com margem de tensão.

CRIANDO MODELOS DE COMPONENTES DE MICROONDAS

Os modelos PSpice de componentes eletrônicos podem ser divididos em estáticos e dinâmicos, de baixa frequência e de alta frequência, para sinais pequenos e grandes. Tal classificação permite organizar uma série hierárquica de modelos que se diferenciam nos custos computacionais e permitem a transição de um modelo para outro durante o processo de modelagem. Obviamente, o mais preciso e universal nesta série é o modelo dinâmico de alta frequência de um grande sinal.

Modelos dinâmicos de um sinal grande são descritos por equações não lineares e requerem maior tempo de computador durante os cálculos. No PSpice, tais modelos são usados ​​principalmente para calcular modos DC e analisar processos transitórios.

Os modelos para pequenos sinais são muito mais simples. Eles são descritos por equações lineares. Geralmente são utilizados em cálculos sob a influência de pequenos incrementos de sinal, quando a característica I-V do dispositivo pode ser considerada linear nas proximidades do ponto de operação. No PSpice, esses modelos são usados ​​para cálculos no domínio da frequência, bem como sensibilidade DC de pequenos sinais e funções de transferência.

Modelos PSpice integrados de componentes passivos e ativos - modelos dinâmicos de grandes sinais. Eles são válidos para frequências não muito altas. No entanto, os rádios amadores já dominam a faixa de microondas há muito tempo, por isso é bastante lógico aprender como criar modelos de componentes discretos que “operam” em frequências mais altas - modelos dinâmicos de alta frequência de um grande sinal.

Cálculos em frequências acima de 100 MHz exigem a consideração de vários efeitos parasitas (indutância do condutor, capacitância pino a pino, etc.). Para resistores discretos de baixa resistência, a primeira coisa a considerar é a indutância dos terminais. Para uma primeira aproximação, pode ser calculado usando a fórmula Lв=2h[In(4h/d)-0,75], onde h e d são o comprimento e o diâmetro do fio, respectivamente, em cm, Lв é a indutância do chumbo, em nH. Muitas vezes, nos cálculos, presume-se que a indutância linear dos terminais é aproximadamente igual a 1 nH/mm. Em frequências acima de 200 MHz, a reatância indutiva dos pinos é superior a 10 ohms, o que pode ser significativo se o valor nominal do resistor for pequeno. Para resistores de alta resistência, a capacitância interterminal St tem uma séria influência nos parâmetros. O modelo completo de alta frequência de um resistor discreto é mostrado na Fig. 36.

Em resistores de filme de circuitos híbridos e em resistores de difusão de circuitos integrados de alta frequência, a capacitância parasita deve ser levada em consideração. Se um resistor de difusão for isolado por uma junção pn, esta é a capacitância não linear da junção isolante. Neste caso, em temperaturas elevadas, também pode ser necessário levar em consideração a corrente de junção reversa. Finalmente, em alguns casos, as propriedades retificadoras da junção também devem ser levadas em consideração, caso em alguns momentos ela possa abrir.

A rigor, em altas frequências o resistor se comporta como uma linha RC distribuída. No entanto, dificilmente é aconselhável usar modelos multiseções de linhas longas. Um modelo muito bom é um modelo concentrado em forma de U (Fig. 37, 38). Aqui C é a capacidade total de isolamento. Está dividido em dois capacitores de meia capacidade. Os diodos D1 e D2 são iguais. A área de cada um deles é igual à metade da área da junção pn isolante. P - saída do substrato.

Nos modelos de alta frequência de capacitores discretos, deve-se levar em consideração a resistência à perda r e a indutância dos condutores Le, e em alguns casos, quando o capacitor é usado em circuitos de temporização, também a resistência de fuga Ry (Fig. 39) Em circuitos integrados, os capacitores são geralmente implementados com junções pn com polarização reversa. Ao modelá-los, devem ser usados ​​modelos de diodo.

No modelo de alta frequência de um indutor discreto, é necessário levar em consideração a resistência ativa do enrolamento r e a capacitância entre espiras Cv (Fig. 40).

Os modelos de transistor integrados são geralmente válidos até frequências de 30 a 100 MHz. Na Fig. A Figura 41 mostra o circuito equivalente de um modelo não linear de alta frequência de um transistor bipolar. Aqui C1-C3, R1-R3 são a capacitância equivalente e a resistência de vazamento entre os terminais do transistor. Esses elementos são incluídos somente se o transistor estiver alojado em um invólucro. LE0, LC0, LB0 - indutância equivalente dos terminais, respectivamente, do emissor, coletor e base. Eles são calculados usando a fórmula acima para calcular a indutância de saída de um resistor discreto.

Em frequências de várias centenas de megahertz, pelo menos a indutância LE0 deve sempre ser levada em consideração, pois em altas correntes a resistência do emissor do transistor é quase a mesma ou até menor.

LE e LB, que compõem as unidades nano-Henry, são a indutância dos condutores internos que conectam o emissor e a base aos terminais externos. CCE e CCB - capacitância interna entre as placas de contato, respectivamente, do emissor e da base e o contato do coletor.

Tais circuitos equivalentes, que levam em conta efeitos de alta frequência, são projetados como um macromodelo e são usados ​​em vez de modelos de componentes convencionais. Acredito que os leitores familiarizados com o artigo “Modelos Pspice para programas de modelagem” na “Rádio” nº 5-8, 2000, não terão dificuldade em escrever por conta própria textos de macromodelos de tais componentes. Na tabela A Figura 17, como exemplo, mostra um macromodelo do transistor de micro-ondas NE68135 da CEL, válido até uma frequência de aproximadamente 5 GHz.

Literatura

1. Semicondutores: Diodos. Diretório. Ed. N.N. Goryunova. - M.: Energoatomizdat, 1985.
2. Dispositivos semicondutores: Transistores de média e alta potência. Diretório. Ed. A. V. Golomedova. - M.: Rádio e comunicação, 1989.
3. Ignatov A. N. Transistores de efeito de campo e sua aplicação. - M.: Rádio e comunicação, 1984.
4. Transistores de efeito de campo Lobachev LN. - M.: Rádio e comunicação, 1984.

Autor: O. Petrakov, Moscou

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