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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Aperfeiçoamento do medidor de capacitância e indutância. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Tecnologia de medição Medidores simples de capacitância e indutância, como os descritos em [1, 2], possuem baixa precisão de medição. Para entender suas causas, considere o princípio da medição, que explica a Fig. 1. Ao medir a capacitância (Fig. 1, a), o capacitor Cx da fonte de tensão U recebe uma carga q \u1d U·CX e, após a troca por meio da chave S, a corrente de descarga flui através do dispositivo de medição. A medição da indutância (Fig. 1b) também é baseada no registro da corrente de descarga que flui através do circuito de medição. Se aceitarmos a comutação como instantânea, a carga é determinada aqui pela razão do fluxo magnético na indutância, igual a I Lx, para a resistência total do circuito DC R e + RL, ou seja, q \uXNUMXd XNUMX-Lx / (R e + RL) Na prática, a comutação é realizada periodicamente com uma frequência f usando chaves eletrônicas, e o dispositivo de medição registra o componente direto da corrente Ii = q -f.
A primeira razão para erros de medição nos dispositivos descritos está relacionada à sensibilidade insuficiente do microamperímetro que mede a corrente Ii. Por causa disso, a frequência de comutação f deve ser escolhida alta, e o capacitor Cx após ser desconectado do circuito de medição ainda retém uma parte significativa da carga inicial q, o que reduz um pouco a corrente Ii realmente medida. Essa diminuição depende da capacitância do capacitor: quanto menor, mais completa é a descarga do capacitor. Portanto, a escala do instrumento de medição deve ser não linear e usar a própria escala linear do microamperímetro pode levar a um erro de vários por cento. No caso de medições de indutância, além do erro devido à alta frequência de comutação e à não linearidade associada, ocorre um erro adicional para bobinas com uma resistência de enrolamento perceptível RL. Se, por exemplo, o dispositivo for calibrado contra uma indutância de referência com sua própria resistência RL, muito menor que Ri, e a indutância da bobina for medida com uma resistência RL compatível com R, as leituras serão subestimadas por (R e + RL) / R e vezes. Às vezes é necessário levar em consideração a resistência ativa ao calibrar usando bobinas de referência, pois, por exemplo, uma bobina DM-0,1 com uma indutância de 500 μH tem RL = 10 Ohm. Para eliminar as fontes de erro observadas, a parte de medição do dispositivo de [2] foi alterada (Fig. 2). Graças ao uso do amplificador operacional DA1, a sensibilidade do medidor é aumentada em 10 vezes em termos de corrente e a frequência de comutação é reduzida na mesma quantidade nos limites correspondentes. Como resultado, a não linearidade da escala tornou-se inferior a 1%.
Os limites superiores de medição de capacitância e indutância em uma frequência de comutação de 1 MHz com um microamperímetro M24 a 100 μA são 10 pF e 1 μH, respectivamente. A redução na capacidade de montagem é conseguida introduzindo um terceiro grampo adicional para bobinas e capacitores medidos e eliminando a chave L-C. Além disso, os diodos de comutação VD1-VD3 são soldados por um dos condutores diretamente aos terminais. Como resultado, com grampos livres, a capacitância de montagem, que pode ser avaliada pelo desvio da seta de zero, é menor que 1 pF. A frequência de comutação dentro de 10 uF e 1 H é muito baixa e equivale a 1 Hz. Nesse caso, a inércia do microamperímetro é insuficiente para suavizar as flutuações da seta e, portanto, a capacitância do capacitor C2 é escolhida em 4700 μF. Ao medir nesta frequência, o tempo de estabilização do ponteiro aumenta para dezenas de segundos. Em outros limites com uma frequência de comutação mais alta, uma capacitância de cerca de 470 μF é suficiente e o tempo de medição é de segundos. Na troca de limites de medição, é aconselhável adicionar um grupo de contatos que inclua a capacidade total de C2 somente neste último limite. u = R1 + R2. Com uma resistência significativa do enrolamento, o valor da parte introduzida (direita) de R1 deve ser reduzido para que o valor total R e = RL + R1 + R2 permaneça inalterado. Se um resistor de precisão estiver disponível, ele pode ser fornecido com uma escala graduada. O projeto usa um resistor convencional SP2-3b e, portanto, os soquetes XS4, XS5 são adicionados para medir a parte de saída de R1 com um ohmímetro usado para medir a resistência do enrolamento. Para alternar os elementos sob teste, um seguidor de emissor complementar nos transistores VT1, VT2 é usado para a fonte de energia, cujas bases os pulsos de tensão na forma de um meandro são alimentados através dos elementos conectados em paralelo R5, C5. A frequência de comutação necessária é definida por um oscilador ressonador de quartzo e uma sequência de contadores divisores decimais feitos nos microcircuitos da série K176 ou K561. Esta parte do esquema não diferia em nada daquela apresentada em [2] e, portanto, é omitida aqui. Para que as flutuações na tensão de alimentação não introduzam um erro adicional nas medições, uma tensão de +9 V é fornecida a esta parte do circuito e ao interruptor do estabilizador. A alimentação do amplificador operacional DA1 é permitida a partir de uma fonte de alimentação com tensões não estabilizadas de ±12 V; para eliminar a interferência do modelador de pulso, os capacitores C3, C4 são adicionados ao circuito de potência, colocados próximos a este microcircuito. A configuração do medidor se resume a zerar o dispositivo de medição com resistor R4 em um dos maiores limites ("1 μF" ou "0,1 μF"), calibrar por capacitor de referência com ajuste pelo resistor R3 e depois por indutância de referência com ajuste por R2 (neste motor do resistor R1 define sua resistência entre XS4 e XS5, igual à resistência do enrolamento da bobina). Os resistores trimmer R2, R3 são preferencialmente multivoltas (SP5-2, SP5-22, etc.). Literatura
Autor: V.Ivanov, Rostov-on-Don
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