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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Gerador de sinais harmônicos baixos. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Tecnologia de medição A distorção não linear dos sinais de AF, que caracterizam a qualidade dos equipamentos de gravação e reprodução de som, geralmente é estimada pelo coeficiente harmônico, que para dispositivos de alta qualidade não deve exceder um valor limite aproximado de 0,1%. Para medir distorções desse nível, é necessário um gerador de sinal com um coeficiente harmônico várias vezes menor, portanto, ao desenvolver o dispositivo proposto, a atenção principal foi dada à redução da distorção não linear do sinal. Principais características técnicas:
A faixa de frequências geradas do dispositivo é dividida em quatro subfaixas, em cada uma das quais a frequência é alterada por um resistor variável duplo. A tensão de saída pode ser ajustada suave e discretamente em passos de 20 dB. O diagrama funcional do gerador é mostrado na fig. 1. Sua base é o amplificador de banda larga A1, cujo circuito de feedback positivo (POS) é formado pelo filtro passa-banda R1C1R2C2 (ponte de Win) e o feedback negativo (NFB) é formado por nós e elementos para estabilizar a saída amplitude de tensão R3, R4, U1, A2-A7.
O filtro passa-banda RC é semelhante a um circuito oscilatório paralelo e na frequência de quase ressonância fp=1/2piRC (em R1=R2=R e C1=C2=C) fornece o coeficiente de transferência máximo igual a 1/3, o mais alto fator de qualidade e as melhores propriedades seletivas. A frequência de oscilação pode ser ajustada por uma mudança consistente na resistência dos resistores R1 e R2 ou na capacitância dos capacitores C1 e C2. É óbvio que, para a autoexcitação do gerador, o coeficiente de transferência do amplificador A1, definido pelo circuito OOS, deve ser igual a três. Com um ganho tão baixo, é fácil obter uma ampla faixa de frequência e um nível de distorção muito baixo (menos de 0,01%) do próprio amplificador usando realimentação profunda. Para obter um baixo coeficiente harmônico do gerador, a amplitude da tensão de saída deve ser estabilizada em um determinado nível. Para fazer isso, o amplificador é coberto com um circuito OOS não linear, no qual um termistor ou um transistor de efeito de campo é frequentemente incluído como atenuador controlado. Porém, no primeiro caso é difícil conseguir de forma simples que o coeficiente harmônico do gerador em frequências médias seja inferior a 0,05%, no segundo - menor que 0,1%, portanto, atenção especial foi dada para reduzir a distorção no atenuador controlado. A tensão FOS fornecida ao amplificador A1 pode ser representada como a soma de dois componentes: uma constante, cuja amplitude é sempre igual a 1/3 da tensão de saída, e uma variável, cuja natureza do envelope é determinada por as propriedades do circuito FOS, e a amplitude depende de fatores desestabilizadores: parâmetros de desvio de temperatura e tempo dos elementos, mudanças no ganho do filtro na faixa de frequência, etc. (a amplitude do segundo componente é várias ordens de magnitude menor que o primeiro). Isso levou à ideia de usar um circuito OOS de dois canais para reduzir a distorção não linear, aplicando um componente constante à entrada inversora do amplificador A1 através de um canal contendo apenas elementos lineares (divisor R3R4 e somador A7) e uma variável através o canal de estabilização de amplitude (U1, A2-A6) , que gera um sinal corretivo, que é adicionado no somador A7 com uma componente constante. O segundo canal funciona da seguinte maneira. O sinal de saída do amplificador A1 é retificado pelo retificador U1, e a tensão retirada dele é comparada no integrador A2 com o exemplar que define o nível de oscilações de saída. A tensão diferencial integrada controla o atenuador A4 diretamente e o atenuador A5 através do seguidor inversor A3. No modo de operação estacionário (estado estacionário) do gerador, com os coeficientes de transferência do divisor R3R4 e o filtro igual a 1/3, a diferença entre as tensões de entrada, bem como as tensões de saída do integrador A2 e o seguidor A3 estão próximos de zero. Portanto, as amplitudes dos sinais nas saídas dos atenuadores A4 e A5 são iguais e a tensão de saída do amplificador diferencial A6 também é próxima de zero. No modo não estacionário, uma mudança na amplitude do sinal de saída do amplificador A1 causa um desvio da tensão retificada em uma direção ou outra em relação à referência e, consequentemente, as tensões de saída do integrador A2 e do seguidor A3. Sob a ação desses sinais de controle, os coeficientes de transmissão dos atenuadores A4 e A5 mudam em direções opostas e uma tensão senoidal aparece na saída do amplificador A6, levando o gerador a um modo estacionário. Com o aumento da amplitude das oscilações de saída em relação ao valor estacionário, surge um sinal na saída do amplificador A6, que está em fase com a saída, e quando diminui fica defasado. O uso de atenuadores controlados operando em um sinal pequeno e compensação parcial de produtos de distorção não linear tornou possível reduzir significativamente o nível de harmônicos do gerador.
Diagrama esquemático do dispositivo. Seu amplificador principal contém dois estágios de entrada diferenciais (VT1, VT2 e VT5, VT6) conectados em paralelo para o sinal amplificado. Devido a isso, o amplificador é simétrico para ambas as meias-ondas da tensão CA, o que reduz significativamente o nível de harmônicos uniformes, especialmente o segundo maior componente do espectro do sinal na maioria dos osciladores RC de alta qualidade. Outra característica do amplificador é a baixa corrente que flui através dos resistores R39, R32.2 e R40 conectados às bases dos transistores de estágio diferencial. É igual à diferença nas correntes de base, portanto, ao selecionar transistores com coeficientes de transferência de corrente semelhantes h21e, pode ser reduzido significativamente. Como resultado, foi possível reduzir os requisitos de consistência das seções do resistor variável duplo R32 e conectar sua primeira seção (R32.1) diretamente às bases dos transistores VT1, VT5 (sem isolamento capacitor). A fim de reduzir o ruído inerente do amplificador, a corrente quiescente dos estágios diferenciais é escolhida para ser relativamente pequena (cerca de 100 μA). Os sinais dos coletores dos transistores VT1 e VT5 são alimentados a um amplificador de tensão simétrico feito nos transistores VT7, VT9 e VT8, VT10. Para reduzir a não linearidade, ele é coberto por OOS local (resistores R13 e R15), o que reduz seu coeficiente de transmissão para 8...12. Os resistores R19, R20 criam condições próximas ao modo de fonte de tensão para o estágio de saída nos transistores compostos VT12VT14 e VT13VT15, o que também melhora a linearidade do amplificador. A corrente quiescente deste estágio é definida por um resistor de compensação R16. Para operação estável com grande profundidade de realimentação e ampla largura de banda, o amplificador fornece correção de frequência com os circuitos R1C1 e R11C2 conectados em paralelo com os resistores de carga (R2 e R10) dos estágios diferenciais. A frequência de corte da resposta de frequência do amplificador com realimentação em malha aberta, definida por esses circuitos, está na faixa de 20 ... 25 kHz. Como resultado do emparelhamento da resposta de frequência do amplificador não corrigido e dos circuitos de correção, a seção da característica com inclinação de 6 dB por oitava tornou-se mais estendida. A frequência de corte do amplificador de tensão está na região de vários megahertz. Além disso, para aumentar a margem de estabilidade de todo o amplificador, um link de reforço C19R69 está incluído no circuito OOS. O sinal de saída do amplificador passa por um repetidor em um transistor VT16, é retificado por um diodo VD6 e alimentado a um integrador feito em um amplificador operacional DA1. A tensão exemplar é fornecida pelo resistor trimmer R35. Da saída do amplificador operacional, uma tensão igual ao resultado da integração da diferença dos sinais indicados atua na porta do transistor VT17.1, e através do seguidor inversor no amplificador operacional DA2 - na porta de o transistor VT17.2. Juntamente com os resistores R52-R55, esses transistores formam atenuadores controlados. A não linearidade das características dos transistores é reduzida pelos circuitos OOS, constituídos pelos resistores R49, R50 e R56, R57. Foi estabelecido experimentalmente que, para obter os melhores resultados, a tensão constante nas portas dos transistores de efeito de campo deve estar dentro de 20 ... 50% da tensão de corte e a resistência dos resistores nos circuitos CNF deve ser muito maior que a resistência de seus canais. Isso é levado em consideração nos atenuadores descritos, e a tensão na entrada inversora do amplificador operacional DA2 pode ser ajustada com um resistor trimmer R33 para definir a melhor relação de tensões que controlam os atenuadores no modo estacionário. A diferença nos sinais de saída dos atenuadores é amplificada por um amplificador diferencial no amplificador operacional DA4 e através do adicionador de tensão CFO, feito nos resistores R66-R68, R70-R72, R40, atua na entrada inversora do amplificador principal . O coeficiente de transmissão do circuito OOS, próximo a 1/3, é definido ajustando os resistores R68, R70-R72 em cada subbanda separadamente. O controle de frequência, a comutação de subfaixas e os fatores desestabilizadores causam alterações na tensão de saída, que são acompanhadas por processos que restauram seu nível anterior. Por exemplo, com o aumento do sinal de saída, a tensão na saída do retificador (VD6) aumenta e, consequentemente, a tensão de controle na porta do transistor VT17.1 diminui e na porta do transistor VT17.2. 4 aumenta. Por esse motivo, os ganhos dos atenuadores mudam em direções opostas e a amplitude do sinal de saída em modo comum do amplificador no amplificador operacional DA1 aumenta, enquanto o ganho do amplificador principal diminui. Como resultado, a amplitude do sinal de saída do gerador e a tensão retificada na entrada inversora do amplificador operacional DA3 retornam ao valor estacionário anterior. A tensão de saída do gerador é medida com um voltímetro CA no amplificador operacional DAXNUMX. O microamperímetro RA1 está incluído na diagonal da ponte retificadora VD7--VD10 no circuito OOS, cobrindo o SO. A tensão de saída do gerador é definida por um resistor variável R26 e um atenuador escalonado que consiste em um divisor resistivo R27-R30 e na chave SA2. O gerador é alimentado por uma fonte bipolar estabilizada. A corrente consumida é inferior a 100 mA. Detalhes e design. O dispositivo usa principalmente resistores MLT com um desvio de resistência permitido do valor nominal de ±5 e ±10%. Os resistores R31, R39 e R27-R30 são selecionados com uma precisão de ±0,5 ... 1%. Resistores trimmer - SP3-44, SP3-27 ou SP3-16. Para o ajuste de frequência, foi usado um resistor variável de fio duplo PTP, mas isso não exclui o uso de outros tipos de resistores com resistência de 2 ... 50 kOhm (com uma alteração correspondente na capacitância dos capacitores C8-C15). Para facilitar a instalação do gerador e obter o coeficiente harmônico indicado no início do artigo, o desbalanceamento das seções do resistor R32 não deve ultrapassar 2%. Capacitores C1, C2, C4, C5, C7, C19 - KM4 ou KM5; C3, C6 - K50-6; C16-C18 - K50-3; C8-C15 - K73, K76, MBM. Para reduzir o erro de configuração de frequência nas subbandas, a capacitância desta última deve ser selecionada com uma precisão não inferior a 1 ... 2%. Os valores de capacitância indicados no diagrama são obtidos conectando dois capacitores em paralelo (por exemplo, C8, C12 são compostos de capacitores com capacidade de 3,3 e 0,68 μF). Os diodos KD521A podem ser substituídos por KD522A, KD522B, KD509A, KD510A, diodo zener KS162A - com KS156A. Os coeficientes de transferência de corrente estática h21e dos transistores VT1, VT2, VT5, VT6 não devem diferir em mais de 20% e os transistores VT7-VT10 - em 30%. Para transistores VT1-VT6, esses coeficientes devem estar dentro de 150 ... 250, VT7-VT10 - dentro de 100 ... 200, VT12-VT15 - 80 ... 200. Em vez dos indicados no diagrama, é possível usar transistores das séries KT315 (VT1-VT3, VT10-VT12, VT14) e KT361 (VT4-VT7, VT9, VT13, VT15), em vez de montar KPS104V - KPS104E, bem como os transistores KP303V - KP303E com tensões de corte, diferindo não mais que 30%. OU K140UD7 pode ser substituído por K140UD8A, K140UD8B, K140UD6. O dispositivo possui um microamperímetro M261M com uma corrente de deflexão total de 100 μA e uma resistência de loop de cerca de 800 ohms. Interruptores SA1, SA2 - PG3, soquete XS1 - СР50-73. A maioria dos elementos do gerador é colocada em uma placa de circuito impresso feita de fibra de vidro com espessura de 2 mm. O resistor R25 é soldado às saídas do regulador de nível R26, resistores divisores R27-R30 - às saídas da chave SA1. Os capacitores C8-C15, C19 e os resistores R31, R39, R67-R72, R40 são montados em uma placa de circuito impresso adicional instalada ao lado do resistor variável duplo R32 (uma vez que as dimensões e o padrão dos condutores impressos da placa dependem das dimensões de os capacitores, seu desenho não é dado). O resistor R60 e o capacitor C17 são montados nos terminais do microamperímetro RA1.
O ajuste do dispositivo começa com a medição das tensões nas saídas de uma fonte de alimentação estabilizada, que deve estar dentro de ± 14,5 ... 16 V. Em seguida, um dos terminais do resistor R66 é soldado temporariamente e o modo de operação CC do amplificador é verificado. A queda de tensão nos resistores R2, R10 deve estar na faixa de 2,3 ... 2,7 V, nos resistores R12, R14 - 1,7 ... 2,1 V e no R13, R15 - 1,1 .. .1,5 V. O resistor de compensação R16 define a corrente quiescente do estágio de saída 1,5 ... 2,5 mA. A tensão CC na saída do amplificador não deve ser superior a ±10 mV. Se necessário, isso é obtido desviando o resistor R5 ou R6 com um resistor adicional de alta resistência (15 ... 150 kOhm). Em seguida, certifique-se de que não haja auto-excitação parasita do amplificador. Se for, aumente a capacitância dos capacitores de correção C1, C2 e selecione os elementos do circuito de reforço R69C19. Depois disso, o amplificador operacional DA1, DA2, DA4 é balanceado, a saída do resistor R66 é soldada e os controles deslizantes dos resistores R32, R33, R35, R37 são colocados na posição intermediária e a chave SA1 é ajustada para a posição "x10" (100 ... 1000 Hz). Os resistores trimmer R70 e R35 atingem a geração nesta subfaixa, o resistor R35 define a tensão de saída máxima de 5 V. Em seguida, a entrada de sincronização do osciloscópio é conectada à saída do gerador e a forma de onda na saída do amplificador operacional DA4 é verificada. Os resistores trimmer R70 e R33 atingem a menor amplitude possível desse sinal e fecham as tensões de controle nas portas dos transistores VT17 (são medidos com um voltímetro com entrada de alta resistência), que deve estar na faixa de -0,4 ... -1,6 V. A geração estável e a menor amplitude do sinal não distorcido na saída do amplificador operacional DA4 nas subfaixas restantes é obtida ajustando os resistores R68, R71, R72. Com estabilidade insuficiente da amplitude do sinal na frequência, a resistência do resistor R44 é aumentada. As oscilações de baixa frequência (0,1 ... 1 Hz) que ocorrem para estabilizar a amplitude são eliminadas conectando um resistor com uma resistência de vários quilo-ohms em série com o capacitor C16. Graduar a escala e verificar a multiplicidade da mudança de frequência ao alternar subfaixas usando um medidor de frequência digital. Estabelecer um voltímetro no amplificador operacional DA3 se resume a definir a sensibilidade necessária selecionando o resistor R59. A irregularidade do coeficiente de transferência do voltímetro na faixa de frequência 10 ... 105 Hz não deve exceder 1%. Autor: N. Shiyanov
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