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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA VCO de banda estreita de dois canais para ajustar a resposta de frequência de filtros de quartzo. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Designer de rádio amador Ao verificar e estabelecer caminhos IF com filtros de quartzo ou filtros de quartzo individuais, a maioria dos radioamadores tem problemas para obter o sinal de teste. Nem sempre é possível medir parâmetros indiretamente usando mixers receptores. Nem todos os osciladores de medição multifuncionais e de precisão disponíveis e relativamente baratos cobrem a faixa de frequência de 30 ... 90 MHz, ou a estabilidade dos geradores de HF convencionais (com a função GKCh) não permitirá que você meça e ajuste com precisão as características dos filtros de quartzo . E, na maioria das vezes, simplesmente não existe esse equipamento disponível e não é razoável comprar um gerador caro apenas para essas obras. Este artigo descreve um oscilador controlado por tensão (VCO) de dois canais com uma faixa de sintonia pequena (algumas dezenas de quilohertz), uma frequência central de 2...90 MHz, uma impedância de saída de 50 Ω e um sinal de saída com uma oscilação de 100...300 mV. O dispositivo foi projetado para funcionar como parte de um medidor de resposta de frequência em vez de um GKCH e também pode funcionar em conjunto com outro gerador de sinal dente de serra. Para obter uma operação estável do VCO, ressonadores de cerâmica baratos e acessíveis para frequências de 2 ... 12 MHz e posterior multiplicação de frequência foram usados como elementos de configuração de frequência. Claro, a base de elementos modernos permitiria resolver o mesmo problema em geradores DDS ou geradores com um PLL (com um microcontrolador e software apropriado), mas a complexidade de tal dispositivo excederia a complexidade do equipamento em teste. Portanto, o objetivo era criar um gerador simples usando elementos disponíveis e não fabricar indutores, e também ajustar o dispositivo usando instrumentos de medição simples. O dispositivo é dividido em unidades funcionais separadas que podem ser montadas ou não, dependendo das necessidades do proprietário. Por exemplo, se você tiver um gerador DDS multifuncional, não poderá montar geradores e chegar à frequência final apenas com multiplicadores de frequência e o filtro principal. Para evitar operação instável, recomendo usar apenas microcircuitos CMOS da série 74ACxx na parte de alta frequência. A placa do dispositivo (Fig. 1) com dimensões de 100x160 mm é projetada de forma que possa ser feita unilateralmente (a parte superior, na qual todos os elementos são colocados, exceto os jumpers) ou bilateral , se você planeja usar o dispositivo em frequências acima de 25 MHz. A numeração dos elementos no diagrama de circuitos e na placa começa com o número atribuído ao nó no qual eles estão incluídos. Na fig. 2 mostra a instalação de elementos em uma versão unilateral da placa. Nesse caso, os pinos do microcircuito no encapsulamento DIP são soldados na lateral dos condutores impressos, o que requer cuidados especiais.
Os ressonadores de cerâmica têm boa estabilidade de frequência de curto prazo, o que torna possível usar seu sinal para configurar filtros de quartzo e medir com segurança suas inclinações íngremes. O intervalo de interressonância de tais ressonadores é uma ordem de grandeza maior que a dos de quartzo. Eles podem ser puxados em frequência por +0,3 ... -2% do valor nominal sem problemas. Na tabela. 1 mostra os principais parâmetros dos ressonadores piezocerâmicos adquiridos em 2015 na Rússia e sua faixa de ajuste de frequência para o caso de construção de um gerador nos elementos lógicos do microcircuito 74AC86. Tabela 1
1) P - ressonadores da série ZTA, PC - ressonadores da série ZTT (com capacitores embutidos), D - discriminador (para uso em detectores de FM). 2) Com dois capacitores de 280pF. 3) Com dois capacitores de 20pF. Os ressonadores cerâmicos para frequências mais altas (mais de 13 MHz) são obviamente fabricados usando uma tecnologia diferente e sua faixa de ajuste de frequência é muito pequena. Os ressonadores da série ZTT possuem capacitores embutidos e, portanto, é muito mais difícil ajustá-los em frequência e nem sempre é possível obter a frequência nominal. Na tabela. 2 mostra as frequências IF mais comuns em vários receptores de rádio (RPUs) e transceptores, bem como opções para gerar essas frequências usando ressonadores cerâmicos. Uma análise dos multiplicadores ou divisões necessários revelará a necessidade de aplicar a multiplicação por dois para ampliar o número de opções e garantir a qualidade do sinal. Tabela 2
Para entender o funcionamento dos multiplicadores de frequência propostos, apresentarei brevemente os parâmetros importantes dos espectros dos sinais de saída dos elementos CMOS lógicos da série 74AC. Esses elementos de alta velocidade operam com uma tensão de alimentação de 2 ... 6 V e, sem carga capacitiva, a duração mínima da frente dos pulsos de saída é de 1 ns, o que permite obter componentes espectrais significativos até um frequência de 250 MHz. Ao mesmo tempo, a impedância de saída dos elementos é de cerca de 25 ohms, o que facilita a obtenção de energia significativa de componentes harmônicos mais altos. A característica de transferência dos elementos lógicos desta série é simétrica e o estágio de saída tem a mesma capacidade de carga e velocidade de comutação para a corrente de saída e entrada. Assim, o sinal de saída de elementos lógicos e flip-flops da série 74ACxx até frequências de 30 MHz pode ser considerado ideal, e todas as leis da matemática relacionadas aos espectros de sinais pulsados podem ser aplicadas na prática com alta precisão. Sinal retangular com a mesma duração de pulso tи e pausa tп o chamado meandro (fator de serviço Q = T/tи \u2d XNUMX, onde T é o período de repetição do pulso T \uXNUMXd tи+tп, mas às vezes é usado o termo "fator de preenchimento", o inverso do ciclo de trabalho K \u1d XNUMX / Q), contém no espectro, exceto o primeiro harmônico (F1 = 1/T - frequência fundamental) e harmônicos ímpares (2n+ 1)F1, onde n = 1, 2, 3.... Na prática, a supressão de harmônicos pares pode chegar a 40 dB sem o uso de medidas especiais e, para obter supressão de até 60 dB, será necessário garantir longa duração estabilidade a termo dos parâmetros dos elementos usando CNF e com ajuste cuidadoso adicional. A experiência mostrou que os divisores de frequência por dois (D-flip-flops e JK-flip-flops da série 74ACxx, bem como um divisor de frequência 74AC4040) em frequências de até 4 MHz fornecem tal supressão de até 60 dB. Em uma frequência de saída de 30 MHz, diminui para 30 dB e, em frequências acima de 100 MHz, não há supressão pronunciada de harmônicos uniformes. Portanto, a onda quadrada é de particular importância em multiplicadores de frequência devido à pureza relativa do espectro, o que simplifica os filtros subsequentes. Por esta razão, o dispositivo proposto fornece elementos para ajustar a simetria do sinal. As características de saída quase ideais dos elementos da série 74ACxx permitem, sem o uso de um analisador de espectro, usando elementos de ajuste, obter a forma de sinal desejada medindo a tensão CC média na saída. A supressão de harmônicos pares de até 40 ... 50 dB em frequências de até 20 MHz é obtida sem problemas. A medição do ciclo de trabalho (ciclo de trabalho) do sinal de saída pode ser realizada usando um multímetro digital no modo de medição de tensão CC (Rvh ≥ 10 MΩ), sem alterar o limite de medição (Fig. 3). Primeiro, o multímetro é calibrado, para isso é conectado através de um resistor com resistência de 33 ... 100 kOhm às linhas de energia (diretamente nos terminais correspondentes do microcircuito). Como a resistência de entrada do multímetro é de 10 MΩ, suas leituras (Uк) será 0,3 ... 1% menor que a tensão de alimentação. O resistor, juntamente com todas as capacitâncias dos fios e a entrada do multímetro, formam um filtro passa-baixo para um sinal de alta frequência. Se houver um sinal de pulso com Q = 2 na saída do elemento lógico, o multímetro mostrará UO = 0,5Uк. Na fig. 4 mostra o espectro do sinal na saída do gerador de microcircuito 74AC86 sem medidas especiais de balanceamento, a supressão do segundo harmônico em relação ao primeiro é de cerca de 36 dB. Isso não é muito bom para trabalhar com multiplicadores de frequência.
Se você quebrar a simetria do sinal de saída, poderá obter a supressão de outros componentes espectrais. Por exemplo, em Q = 3 (Fig. 5), os harmônicos que são múltiplos de três são suprimidos no sinal de saída (Fig. 6). O estabelecimento de tal modo também é realizado com a ajuda de um multímetro, apenas é necessário obter a tensão média UO = 0,333Uк (ou 0,666Uк). Esta opção é especialmente interessante se você precisar obter uma multiplicação por dois ou quatro. Em harmônicos mais altos, os custos do filtro já dificultam a implementação dessa opção.
Assim, a onda quadrada é ideal para obter os harmônicos ímpares do sinal, até a sétima. Os mais altos já estão fortemente atenuados, e extraí-los exigiria filtros e amplificadores complexos. O segundo e o quarto harmônicos são melhor obtidos com um ciclo de trabalho do sinal de saída Q = 3. Se todos os harmônicos próximos forem necessários no espectro, Q = 2,41 (K = 41,5%) deve ser ajustado. Aqui segue uma observação importante. Às vezes acontece que a interferência do oscilador local PLL ou do microcontrolador “vagueia” no receptor. A seleção hábil do ciclo de trabalho do sinal de clock pode suprimir alguns dos harmônicos interferentes. Mas, em geral, o fundo geral de harmônicos do sinal de clock pode ser reduzido se seu ciclo de trabalho for definido exatamente como Q = 2 por padrão. O dispositivo proposto utiliza principalmente elementos CMOS lógicos operando em modo linear. Para isso, é utilizado o modo inversor (se o elemento for de duas entradas, a segunda entrada é conectada a um fio comum ou linha de energia) e é introduzido o feedback DC (Fig. 7) para manter o ponto de operação no meio do característica de transferência. O resistor R3 fornece OOS e, com a ajuda dos resistores R1 e R2, você pode mudar a posição do ponto de operação na característica de transferência. Este esquema também permite equilibrar os elementos lógicos da série 74xCTxx, que possuem um limite de comutação de cerca de 1,2 V (com uma tensão de alimentação de 3,3 V). O critério para o ajuste correto é o estabelecimento da tensão de saída em 50% da alimentação. A resistência do resistor R2 é escolhida o maior possível para que tenha menos efeito nos circuitos de sinal de entrada.
A inclinação da característica de transferência corresponde a um ganho de tensão de 30...40dB. Portanto, um sinal de entrada com tensão de várias dezenas de milivolts já leva a uma mudança na saída de zero a um máximo. Para reduzir o ruído ao mudar de um estado para outro, uma certa taxa de variação de sinal deve ser fornecida na entrada (para a série 74ACxx - cerca de 125mV/ns). Neste caso, há uma frequência limite inferior na qual nenhum ruído interferente ou autoexcitação ocorre durante a passagem pela seção ativa da característica. Se um circuito LC paralelo for habilitado na entrada do gate, os sinais de entrada de frequência mais baixa serão permitidos sem gerar ruído. Com uma tensão de alimentação de 3,3 V a uma frequência de 3 MHz, a oscilação mínima da tensão é de 0,5 ... 1 V. Para operar em frequências mais baixas, devem ser utilizados elementos lógicos das séries 74HCxx, MM74Cxx, 40xx. Com base no elemento EXCLUSIVE OR (IC 74AC86), você pode facilmente fazer um multiplicador de frequência por dois, se o sinal for aplicado diretamente em uma entrada, na outra entrada através da linha de atraso baseada no circuito RC (Fig. 8). Se a constante de tempo do circuito RC (τ) for significativamente menor que o período de repetição do pulso T, obteremos pulsos curtos na saída a cada queda na tensão de entrada, ou seja, o número de pulsos (e, portanto, sua frequência) tem dobrou. Com o aumento do atraso (constante de tempo do circuito RC) no capacitor C1, o sinal torna-se triangular e sua amplitude diminui, portanto a precisão de comutação diminui e a qualidade do sinal piora - as frentes "flutuam" com ruído. Tal multiplicador opera de forma estável em τ < 0,2T. É muito importante para ele que t1 = t2. Nesse caso, o sinal de entrada é um meandro (Q = 2), e então o sinal com a frequência de entrada será suprimido na saída do multiplicador (até 40 dB).
Um espectro ainda mais puro do sinal de saída será no caso de Q = 3 (Fig. 9). Nesse caso, o multiplicador "distribuirá" harmônicos nas frequências 2F na saída1, 4F1, 8F1, 10F1, 14F1, 16F1 etc). Apenas harmônicos em 2F são de importância prática.1 e 4F1, e a supressão de harmônicos com frequências F1, 3F1, 5F1 e 6F1 ajuda. Com esta configuração, a saída deve ser UO = 0,333Uк.
Se a tarefa do VCO é gerar um sinal para estabelecer um filtro de quartzo, pode surgir a pergunta: não é suficiente aplicar um sinal pulsado da saída do elemento lógico diretamente ao filtro de quartzo (através de um atenuador de correspondência resistiva )? Afinal, o próprio filtro suprimirá outros harmônicos. Em alguns casos isso é possível, mas a maior e mais imprevisível praga é o harmônico principal com muita potência. Ele pode facilmente "contornar" o filtro e causar muito sinal de fundo em um detector de banda larga. A energia dos harmônicos restantes no total também é grande e as consequências são as mesmas. Além disso, muitos filtros de cristal de alta frequência operam em harmônicos (principalmente no terceiro) e ao mesmo tempo possuem canais de transmissão espúrios próximos à frequência fundamental, através dos quais o sinal de teste pode penetrar e causar distorção na resposta de frequência na tela, que não está realmente lá. Portanto, recomendo não abandonar o filtro na saída do multiplicador de frequência - este é um dos elementos mais importantes que acabará por determinar a qualidade do trabalho na RPU. Para um exemplo na fig. A Figura 10 mostra o espectro do sinal (consulte a Figura 4) depois de passar por um filtro LC de dois loops. O sétimo harmônico (55846 kHz) permanece na saída, o quinto é suprimido em 30 dB e o principal é superior a 42 dB, portanto, eles interferirão pouco nas medições de alta qualidade.
O diagrama de blocos do gerador de medição é mostrado na fig. 11. O circuito fornece dois geradores (G1, G2) do mesmo design para expandir a funcionalidade do dispositivo. Depois deles, ocorre uma multiplicação de frequência intermediária no multiplicador de frequência U1 ou no multiplicador de frequência U2. O fator de multiplicação é um, dois, três ou quatro. Além disso, no multiplicador-divisor U1, a frequência do sinal pode ser dividida por dois ou quatro antes da multiplicação. No mixer na saída do elemento DD1 e após o filtro passa-baixo Z3 (frequência de corte - 100 kHz), um sinal é gerado na frequência F = | n1Fgongo1 -n2Fgongo2|. O mixer também funciona em harmônicos.
Os elementos DD2, DD3, Z1 e Z2 trabalham no modulador, eles formam o ciclo de trabalho necessário do sinal para o último estágio de multiplicação. Com um ciclo de trabalho Q = 2, os elementos Z1 e Z2 não são necessários. DD4 e DD5 funcionam como amplificadores de buffer, além disso, podem ser modulados por pulso. O gerador G3 gera pulsos curtos para simular ruído de impulso, é ativado por um nível alto do sinal SPON. Se sua frequência for reduzida em 100 ... 1000 vezes (aumentando a capacitância dos capacitores correspondentes), é possível ajustar a dinâmica do AGC ou supressor de ruído na RPU. Com a ajuda dos filtros Z4 e Z5, o harmônico desejado é selecionado e os amplificadores A2 e A3 fornecem aos sinais o nível necessário. Um sinal combinado pode ser gerado na saída GEN-3 usando os jumpers S1 e S2. A unidade de fonte de alimentação (PSU) fornece 3,3 V para os nós do dispositivo e também há uma saída de tensão de +3,9 V para alimentar equipamentos de baixa potência em teste (TECSUN, receptores de rádio DEGEN, etc.) +5 V de tensão do USB pode ser fornecido à entrada da fonte de alimentação - porta ou carregador de um telefone celular, bem como a uma fonte de alimentação não estabilizada com tensão de saída de 5 ... 15 V. A corrente consumida pelo dispositivo depende da frequência dos geradores e não ultrapassa 70 mA no conjunto completo. osciladores mestres O circuito VCO para a variante com frequências de saída de 55845 e 34785 kHz é mostrado na fig. 12. Em contraste com o circuito de "computador" simples e conhecido de um oscilador de quartzo baseado em elementos lógicos, os conjuntos varicap VD100, VD101 (VD200, VD201) são usados aqui para ajuste de frequência. Em cada montagem para o sinal de RF, os varicaps são conectados em série. Isso permite reduzir a tensão do sinal em cada um deles e aplicar uma tensão de controle relativamente pequena.
A escolha dos varicaps depende do modo de operação do ressonador. Se o oscilador mestre (MG) for necessário para operar em uma frequência (Fзг), que é maior ou próxima da frequência nominal do ressonador, são adequados varicaps com capacitância máxima de até 40 pF (KV111, BB304). Se você planeja reconstruir a frequência em várias dezenas de quilohertz abaixo do valor nominal, a placa fornece locais para a instalação de conjuntos adicionais do mesmo tipo. E se a frequência já for 100 kHz menor que a nominal, serão necessários varicaps, nos quais, na tensão de 2 V, a capacitância é de cerca de 150 pF (BB212). Usando capacitores de ajuste C102, C107 (C202, C207), você pode mudar a faixa de varredura de frequência dependendo do sinal de controle na entrada "SCAN-1" ("SCAN-2"). Uma tensão de controle de 1 ... 2 V pode ser aplicada à entrada de controle de frequência "SCAN-0" ("SCAN-15"). Nesse caso, a tensão nos varicaps variará de 1,65 a 9,15 V e o característica de modulação do VCO tem uma linearidade satisfatória. Para ativar (ligar) o gerador, deve-se instalar o jumper S100 "EN1" (S200 "EN2"). O resistor trimmer R106 (R206) serve para equilibrar o sinal de saída - para obter um meandro. No elemento DD100.3 (DD200.3), pode-se montar um estágio buffer ou um multiplicador de frequência por dois. No primeiro caso, basta não instalar o resistor R111 (R211). Em segundo lugar, será necessária uma seleção do capacitor C109 (C209) para obter o sinal de melhor qualidade em uma frequência específica. O valor da capacitância deste capacitor indicado no diagrama é adequado para multiplicação de 3 a 6 MHz e pode ser alterado proporcionalmente para outras frequências de saída de 2 a 16 MHz. O capacitor trimmer C108 (C208) define a pureza máxima do espectro do sinal de saída (ciclo de trabalho ideal Q = 3). No primeiro ZG, os divisores de frequência são montados nos gatilhos DD101.1 e DD101.2, e usando as chaves S100.1 - S100.4 na saída (XT100) você pode definir um sinal com frequências de 0,25Fзг, 0,5FзгFзг, e 2Fзг. Se não houver necessidade de mudar a frequência, em vez dos interruptores, você deve instalar o jumper necessário e não instalar o chip DD101. O modo de multiplicação de banda larga por dois é alcançado devido ao circuito RC R111, C108, C109 (R211, C208, C209). Para isolar o sinal na frequência desejada, foi utilizado um circuito LC, composto pelos elementos L100, L101, C113 e C114 (L200, L201, C213 e C214). Para destacar o segundo harmônico, a proporção das indutâncias das bobinas L101 e L100 (L201 e L200) deve ser 3: 1, para destacar o quarto - 6: 1 e para o terceiro (Q \u2d 4) - cerca de 1 : 3. Para frequências de 5 ... 10 MHz, a indutância total deve ser de 6 ... 20 μH, para uma frequência de 2 MHz - cerca de 114 μH. O circuito é sintonizado para ressonância usando um capacitor trimmer C214 (C117). É indesejável determinar a ressonância controlando a amplitude do sinal diretamente no próprio circuito devido à influência do dispositivo de medição. A melhor maneira de fazer isso é "quebrar" o meandro na saída do elemento DD214 (DD100.4) usando o resistor R200.4 (R2), depois na ressonância (esta é a amplitude máxima do sinal senoidal), o ciclo de trabalho do sinal de saída se aproxima de Q = 2, então este resistor define o valor exato de Q = 101 na saída de XT201 (XTXNUMX). Ao operar na frequência fundamental, os elementos deste circuito LC e os elementos de balanceamento não são instalados, e a saída do elemento DD100.3 (DD200.3) é conectada diretamente à entrada do DD100.4 (DD200.4) elemento. Os resistores R106 e R206 definem Q = 2 na saída de XT101 (XT201). Modulador Os elementos DD301.1 e DD301.3 do modulador são configurados em função do fator de multiplicação de frequência desejado, o que requer um ajuste preciso de Q = 2 nas etapas anteriores. Ao multiplicar por um número ímpar de vezes, não é necessário definir os circuitos de atraso RC e o mesmo sinal é aplicado a ambas as entradas (R307, R309, C302-C305 não são definidos). Para multiplicar por dois ou quatro, esses circuitos colocam Q = 3 no pino 11 do elemento DD301.1 e no pino 3 do elemento DD301.3. No elemento DD301.2 (DD301.4) é realizada a modulação por pulso. De sua saída pelo resistor R400 (R500), o sinal entra no filtro principal. Portanto, a placa diretamente com este elemento prevê a instalação de dois capacitores de bloqueio. Sem eles, haverá um efeito perceptível em outros nós através das linhas de energia. A placa fornece os resistores R308, R310 e R311, conectados a um fio comum ou linha de energia, que podem ser usados se essas entradas forem sinalizadas por uma fonte externa. Um gerador de pulso é montado no chip DD300 para gerar um sinal com um ciclo de trabalho de até Q ≈ 1000. A frequência do sinal modulante na faixa de 0,1 ... 1 kHz é definida pelo resistor R301. A duração do pulso (8 ... 80 μs) é definida pelo resistor R302. Esses parâmetros são ideais para configurar sistemas de supressão de ruído. Ao definir o jumper "SPON", a modulação de pulso dos sinais de RF é ativada. Para facilitar o trabalho com o osciloscópio, é gerado um sinal "SYNC" com amplitude de 1 V. Para verificar a resposta do AGC ou silenciador na RPU, você precisa alterar os parâmetros de temporização da modulação. Para isso, são selecionados os capacitores C300 e C301, sua capacitância pode variar amplamente, é permitido o uso de capacitores de óxido, levando em consideração sua polaridade (menos - para um fio comum). Filtro principal O componente espectral mais poderoso está na frequência fundamental do MO e deve ser eliminado antes de tudo por causa de sua potência relativamente alta. Portanto, o filtro principal de circuito duplo nos elementos L400-L403 e C402-C407 (L500-L503 e C502-C507) "começa" com o indutor L400 (L500). Em comparação com a opção com capacitor, com o mesmo número de elementos, pode-se obter um ganho na supressão do primeiro harmônico de 10...16 dB. Uma seleção do capacitor C404 (C504) estabelece uma conexão entre os circuitos não mais críticos. Aproximadamente sua capacitância deve ser 20 ... 30 vezes maior que a capacitância do capacitor de loop Cк = C402 + C403 (C502 + C503). Isso garante a supressão ideal de harmônicos interferentes. As classificações do elemento são especificadas para a frequência de ajuste do filtro de cerca de 35 (56) MHz. A resposta em frequência desses filtros é mostrada na fig. 13 e fig. 14 respectivamente. Você pode alterar a frequência de ajuste do filtro, por exemplo, reduzi-la, aumentando proporcionalmente a indutância das bobinas e a capacitância dos capacitores do filtro.
Para a faixa de frequência de 4 ... 90 MHz, as bobinas da série EC-24 podem ser usadas. O capacitor C407 (C507) é selecionado para obter uma oscilação de tensão com base no transistor - 30 ... 60 mV. Para a opção de frequência central de 10,7 MHz, você pode até ficar sem indutores. Em vez do filtro LC principal, um filtro piezo com largura de banda de 180 ... 350 kHz é instalado no caminho IF do receptor VHF. O diagrama de sua conexão no segundo canal é mostrado na fig. 15. A resistência nominal do resistor R500 (820 ohms) é indicada para o caso de um sinal na frequência de 3566 kHz. Se a frequência for de 2 ... 3 MHz, a resistência deve ser reduzida para 620 ohms. Os resistores R2-R4 fornecem uma resistência de carga de 330 ohms para o filtro ZQ1, o que é importante para garantir a mínima irregularidade da resposta de frequência na faixa de frequência de 10700 ± 50 kHz. O resistor R4 aumenta a estabilidade do amplificador em altas frequências.
O amplificador no transistor VT400 (VT500) (ver Fig. 12) a uma carga de 50 ohms fornece um sinal com oscilação de até 300 mV. Para garantir um modo linear ao mesmo tempo, a corrente do coletor do transistor deve ser de cerca de 10 mA, é definida selecionando o resistor R401 (R501). O ganho é de aproximadamente 14 dB (5 vezes). Para ajustar o filtro usando um multímetro, um detector de diodo VD400 (VD500) é instalado na saída do amplificador. O diodo 1N4148 opera satisfatoriamente até 45 MHz. Para frequências mais altas, é desejável usar diodos de germânio de baixa potência e alta frequência ou diodos Schottky (série BAT ou BAS). Ajuste o filtro para o sinal máximo na saída do detector. O circuito somador (L504, C512-C515, R507-R509) não indica os valores dos elementos, pois o layout é altamente dependente da tarefa específica. Isso oferece uma ampla gama de possibilidades para a soma de sinais. O adicionador não pode substituir um gerador de duas frequências de alta qualidade para medir a distorção de intermodulação e IP3, pois ambos os sinais já "cruzaram" no modulador através dos pinos comuns da fonte de alimentação do chip DD301. No entanto, tal distorção pode ser medida até 30 dB, o que na maioria dos casos é suficiente para ajustar os nós de RF para um mínimo de distorção. O mixer no chip DD700 é fornecido principalmente para a formação de um marcador de frequência na tela do osciloscópio ao estudar a resposta de frequência do filtro. Nesse caso, um gerador opera como referência sem escanear, e sua frequência é medida por um frequencímetro. Quando igual à frequência do oscilador de varredura, forma-se uma batida zero, que é bem observada na tela. Por este método, em um modesto laboratório doméstico, você pode ajustar o filtro com bastante precisão para a frequência necessária. Mas o mixer pode ser usado para outros fins. Como funciona bem em todos os harmônicos, é possível implementar uma grade de marcadores (como no medidor de resposta em frequência X1-48 e similares). Dependendo da tarefa específica, você terá que selecionar os parâmetros do filtro passa-baixo R700, C700, R701, C701. Se apenas um sinal for aplicado ao mixer (desligar o segundo gerador), este sinal estará na saída. Exemplos de implementação de VCO Ao escolher uma variante, é necessário levar em consideração a presença de ressonadores, e variantes com o uso de um divisor de frequência intermediário por dois (ou quatro) ou multiplicação por dois (em Q = 3) são sempre mais preferíveis. A razão para isso é a ausência no espectro intermediário (contatos XT400 e XT500) do primeiro harmônico do CG, o que elimina a reação de retorno ao gerador ("saltos" na frequência quando a carga muda). Para filtros de cristal operando no terceiro harmônico, é desejável evitar opções com multiplicação por três no segundo multiplicador. No oscilador mestre, devido ao uso de microcircuitos das séries 74AC86 ou 74NS86, é possível deslocar o intervalo de operação dos ressonadores em várias dezenas de kilohertz. No 74AC86, a frequência sempre será um pouco mais alta e a estabilidade da frequência é visivelmente melhor. Para microcircuitos 74NS86, o limite da característica de transferência é deslocado para 33% da tensão de alimentação, o que é inconveniente para implementar opções com conversões intermediárias complexas. 4433 кГц Os filtros para esta frequência na maioria dos casos são feitos com base em ressonadores de quartzo para decodificadores PAL. Esses filtros são populares entre os radioamadores, pois os ressonadores estão disponíveis e são relativamente baratos e, em um lote, eles têm uma pequena variedade de parâmetros. Eles fazem filtros SSB/CW bastante "sérios". Uma boa opção com alta estabilidade é usar um ressonador em 3580 kHz (configurado para 3546 kHz) e depois dividir por quatro e multiplicar por cinco. 5500 кГц Você pode gerar um sinal com frequência de 5500 kHz se usar um ressonador na frequência de 11 MHz no MO e depois dividir a frequência por dois. Neste caso, obtemos um espectro puro e um efeito fraco no MO. Em vez do filtro LC principal, você pode instalar um filtro piezo na frequência de 5,5 MHz, usado no caminho do som da TV (consulte a Fig. 15). 8814...9011 kHz A frequência na faixa de 8814 ... 9011 kHz pode ser obtida utilizando ressonadores na frequência de 6 (12) MHz, seguida de sua divisão por dois (quatro) e multiplicação por três. Você também pode usar um ressonador com frequência nominal de 3580 kHz, sintonizá-lo na faixa de 3525 ... 3604 kHz, dividir a frequência por dois e multiplicar por cinco. Ressonadores com frequência nominal de 3 MHz não são a melhor opção, pois o terceiro harmônico do ZG cai nessa faixa quando usado. 10700 кГц Com um ressonador discriminador na frequência de 10700 kHz no MO, você pode obter imediatamente o sinal necessário, mas a influência mútua do MO e da saída UHF pode prejudicar o resultado da medição da resposta de frequência dos filtros SSB com declives muito acentuados. O melhor resultado pode ser obtido com um ressonador de 3,58 MHz (sintonizado em 3567 kHz) e multiplicado por três. Com um ressonador de 4300kHz (sintonizado em 4280kHz) e depois dividindo por dois e multiplicando por cinco, obtemos um sinal muito estável para configurar filtros SSB. Segundo a experiência, para isso é necessário adquirir vários ressonadores, pois possuem quedas de impedância na faixa de frequência de 3,5 ... 4,5 MHz, e escolher o mais "suave". 21400 кГц Usando um ressonador na frequência de 3,58 MHz (ajustando para 3567 kHz) e multiplicando por dois, obtemos um sinal com frequência de 7133 kHz, o terceiro harmônico (21400 kHz) será selecionado pelo filtro principal. Um ressonador discriminador a uma frequência de 10700 kHz com duplicação subsequente também funcionará bem. Para isso, utilize o elemento DD301.1 e ajuste Q = 3 em sua saída (R307 = 1 kOhm, C302 + C303 = 15 pF) (Fig. 16).
Ao ajustar com um multímetro, você pode obter uma supressão de sinal na frequência de 32100 kHz de pelo menos 40 dB. Com um analisador de espectro, a supressão pode ser ajustada em até 50 dB. A qualidade do sinal após o filtro principal permitirá medir a resposta de frequência dos filtros na faixa de até 80...90 dB. 34875 кГц A frequência de 34875 kHz é melhor obtida usando um ressonador de 10 MHz no MO e ajustando-o para 9939 kHz, depois dividindo por dois e multiplicando por sete. A segunda opção é definir o ressonador para uma frequência de 3,58 MHz (sintonia para 3487 kHz) com uma multiplicação intermediária por dois e uma multiplicação final por cinco. Essa opção é boa porque o filtro seleciona o quinto harmônico melhor que o sétimo. Uma configuração cuidadosa de Q = 2 será definitivamente necessária. 45 MHz À primeira vista, existem muitas opções para essa frequência, mas a maioria exige uma multiplicação final por três, o que nem sempre é bom. As melhores opções são obter 9 MHz primeiro (seguido por cinco) ou 6428 kHz (seguido por sete). Uma frequência de 9 MHz pode ser alcançada usando um ressonador discriminador na frequência de 4500 kHz com uma duplicação de frequência preliminar ou com ressonadores de 3, 6, 12 MHz divididos por dois (quatro) e multiplicados por três. Um filtro intermediário de 9 MHz no caso de multiplicação de frequência por dois é implementado usando indutores L100 = 1,5 μH e L101 = 4,7 μH. Ao multiplicar a frequência por três, você precisa definir L100 = 1 μH, capacitor C113 = 39 pF. Na ressonância, um sinal de 100.4 V está presente na entrada do elemento DD1,5, o que é suficiente para disparar o elemento lógico. O principal pré-requisito para obter um espectro limpo ao multiplicar a frequência por três é o sinal do ZG com Q = 2. Se o sinal vier da saída do divisor de frequência no gatilho DD101.1 ou DD101.2, isso acontecerá automaticamente. Sem divisor, você precisa definir o sinal ZG com Q = 2. Quando multiplicado por dois, você também precisa obter um sinal com Q = 2 na saída do elemento DD100.1 e definir Q = 100.3 no multiplicador ( saída do elemento DD3) usando capacitor C108. Em seguida, sintonize o filtro para ressonância. Para fazer isso, primeiro, usando o resistor R117, o equilíbrio do elemento DD100.4 é perturbado para obter um sinal com ciclo de trabalho variável na saída do elemento DD100.4 (Fig. 17). As diferentes durações de pulso se devem ao fato de que, a uma frequência de 9 MHz, nova energia entra no circuito apenas a cada três pulsos.
Ajustando o filtro para ressonância, obtemos um sinal cujo ciclo de trabalho já está mais próximo de Q = 2 (Fig. 18). Na ressonância, a leitura do multímetro é o mais próximo possível de 50% do Reino Unido. Com uma volta completa do capacitor trimmer, devemos notar esse fenômeno duas vezes e, ao mesmo tempo, observar um sinal limpo na frequência de 9 MHz na saída.
Finalmente, com a ajuda do resistor R117, é restaurado Q = 2. Verifique isso com um multímetro no contato XT400, ajustando a tensão para exatamente 50% do Reino Unido. Nesse caso, o filtro subsequente deve ser desativado temporariamente. Nesse caso, no pino XT400, receberemos um sinal intermediário com frequência de 9 MHz, no qual até os harmônicos são suprimidos em 40 dB, e a multiplicação por 45 MHz não causa nenhuma dificuldade particular. 55845 кГц A solução para este problema fornecerá um ressonador na frequência de 8 MHz (sintonia para 7978 kHz). Mas a configuração cuidadosa de Q = 2 na entrada do filtro principal será necessária para suprimir o par, bem como o quinto e o nono harmônicos. Outra opção é usar um ressonador na frequência de 3680 kHz (sintonizado em 3723 kHz) com uma multiplicação intermediária por três (11169 kHz) e depois por cinco. 60128 кГц A opção mais fácil é usar um ressonador de 12 MHz (sintonizado em 12026 kHz) multiplicado por cinco. Você pode aplicar um ressonador a uma frequência de 6 MHz aplicando uma multiplicação preliminar por dois. Um filtro intermediário para uma frequência de 12 MHz consiste nos indutores L100 = 1 μH e L101 = 3,3 μH, capacitor C113 = 33 pF. 64455 e 65128 kHz O uso de um ressonador discriminador na frequência de 6,5 MHz (sintonia para 6445 kHz) provavelmente fornecerá a melhor opção em termos de disponibilidade e estabilidade. Multiplicando por dois e por cinco "vamos" para a frequência de 64455 kHz. Para obter uma frequência de 65128 kHz, sintonizamos o ZG para uma frequência de 6,513 MHz. Para um filtro intermediário na frequência de 13 MHz (após multiplicar por dois), você precisará definir L100 \u0,82d 101 μH e L2,2 \u113d 39 μH, capacitor CXNUMX \uXNUMXd XNUMX pF. 70200 e 70455 kHz A opção mais fácil é usar um ressonador na frequência de 10 MHz no MO (configuração 10030, 10065 kHz). Mas nem todos os ressonadores "alcançarão" até uma frequência de 10050 kHz. Para obter uma frequência de 70455 kHz, você pode usar um ressonador na frequência de 3,58 MHz (ajustando para 3523 kHz). Depois de multiplicar por quatro, “saímos” para uma frequência de 14091 kHz e depois multiplicamos por cinco. Vamos considerar esta opção com mais detalhes, pois requer um ajuste passo a passo cuidadoso. Primeiro você precisa obter Q \u2d 118 no ZG, é aconselhável aumentar a resistência do resistor R215 (R330) para 3 kOhm para aumentar a estabilidade de longo prazo da configuração. Em seguida, defina Q = 14 na saída do primeiro multiplicador para obter o nível máximo de harmônicos pares. O filtro intermediário é sintonizado na frequência de 100 MHz. Para fazer isso, defina L0,18 = 101 μH e L1 = 113 μH, capacitor C100 = 114 pF, C6 - trimmer 30 ... 212 pF, resistor R820 = 7 ohms. O circuito possui um alto fator de qualidade e a linha espectral na frequência de 40 MHz é suprimida em 117 dB. Após o balanceamento com o resistor R70, obtemos um espectro no qual não há harmonias uniformes do sinal principal e o sinal na frequência de 26 MHz é XNUMX dB maior que todos os outros. O filtro de saída é ajustado para L400 = 27 nH (tamanho 0805 ou 0603). Bobinas de loop (L401 e L402) - 0,47 μH cada (indutores EC-24) e capacitores - com capacidade total de 11 pF. A capacitância total do capacitor C404 é 250 pF, C407 = 82 pF. A largura de banda resultante é de cerca de 2 MHz, o sinal com frequência de 14 MHz é 40 dB menor que o sinal com frequência de 70 MHz, a frequência de 42 MHz a supressão relativa é de 46 dB, a frequência de 140 MHz é é de 26 dB. Oscilação do sinal de saída ("GEN1") - 400 mV. A instabilidade de frequência de curto prazo é de cerca de ± 50 Hz. Durante 10 minutos, a frequência muda lentamente na faixa de ±200 Hz. Esses valores podem ser reduzidos pela blindagem, pois as correntes de ar na sala têm um efeito perceptível. Isso é suficiente para configurar filtros com largura de banda superior a 5 kHz. A dependência da frequência na resistência de carga praticamente não se manifesta. A variante com um ressonador para uma frequência de 10 MHz revelou-se 2...3 vezes mais estável. Provavelmente, com este exemplo, passamos pelo "ensino médio" trabalhando em RF com elementos lógicos do CMOS da série 74AC e "sentimos" bem os limites dessa técnica ao implementar multiplicadores para altas frequências com meios mínimos. 80455 кГц Com um ressonador de 8 MHz (sintonizado em 8045 kHz) e uma duplicação de frequência primária, obtemos 16090 kHz. A multiplicação subsequente por cinco dará o resultado desejado. 90 MHz A opção mais confiável é usar um ressonador na frequência de 12 MHz. Uma divisão intermediária por dois fornecerá um sinal estável na frequência de 6 MHz com supressão de harmônicos pares de até 50 dB. Após uma multiplicação preliminar por três, chegaremos a uma frequência de 18 MHz. Neste caso, os indutores L18 = 100 μH e L0,56 = 101 μH e o capacitor C2,2 = 113 pF são instalados no filtro intermediário (em 12 MHz). Na frequência de 90 MHz, o transistor KT368AM funciona bem e emite um sinal com uma oscilação de 400 mV e 200 mV para uma carga de 50 ohms sem carga. O segundo harmônico (180 MHz) ocorre em UHF e é suprimido por 20 dB. O filtro principal tem L400 = 15 nH (tamanho 0805), L401 = L402 = 0,27 μH (EC-24), capacitâncias de loop de 11 pF, capacitores C404 = 300 pF, C407 = 68 pF. Na fig. 19 mostra a resposta de frequência deste filtro com uma largura de banda de 4 MHz a um nível de 3 dB. Nesta versão, foi obtida excelente estabilidade de curto prazo e, durante a primeira hora de operação, a frequência aumentou suavemente em 1 kHz se a placa VCO fosse instalada em uma caixa fechada. Em seguida, a frequência muda lentamente na faixa de ±100 Hz.
135,495 MHz Para atingir uma frequência tão alta, é melhor usar ressonadores de quartzo na frequência de 15 ... 20 MHz (primeiro harmônico), que fornecem uma sintonia de 5 ... 8 kHz. Mas será mais confiável se você aplicar um sinal de um gerador DDS econômico com frequência de 9022 ou 15055 kHz à entrada do elemento DD100.1 (DD200.1). Para obter um nível de sinal suficiente em 135 MHz, deve-se buscar uma frequência suficientemente alta após a primeira multiplicação (27 ou 45 MHz). O filtro de saída pode ser implementado no filtro HDF135-8 SAW, que possui boa supressão em frequências de até 100 MHz. Para igualar, é necessário instalar um circuito RC (1 pF + 68 Ohm) em sua saída e, do lado do modulador (DD301), utilizar um atenuador resistivo para fornecer uma impedância de 50 Ohm. Sinais até 240 MHz Neste exemplo, quero mostrar o potencial dos elementos aplicados. Por exemplo, o ZG opera a uma frequência de 12 MHz. O multiplicador no DD100.3 é definido como Q = 3 e gera pulsos de 24 MHz para o circuito LC. É muito importante ajustar os filtros com um analisador de espectro (ou com o mesmo sucesso - um multímetro). A técnica de ajuste é a mesma do filtro de 9 MHz, mas L100 = 0,56 μH e L101 = 2,2 μH, capacitor C113 = 6,8 pF. Na saída (XT400) existe um sinal com espectro no qual harmônicos ímpares de 50 a 24 MHz são suprimidos (pelo menos 300 dB) (devido à boa topologia da placa em torno de DD301). O sinal em 168 MHz é cerca de 18 dB mais fraco que o sinal principal (24 MHz), e ainda há um nível significativo em 240 MHz (-26 dB). O VCO proposto pode ser convenientemente aplicado em conjunto com um gerador de tensão dente de serra e um detector logarítmico (chip AD8307). A operação de elementos CMOS em RF em combinação com circuitos LC abre oportunidades únicas no desenvolvimento de equipamentos QRP. Os elementos lógicos da série 74AC têm baixo ruído de fase se, em frequências de 20 ... 120 MHz, um sinal senoidal é aplicado à sua entrada, igual em amplitude à tensão de alimentação. Os elementos da série 74HC são menos adequados para isso. Informações adicionais, bem como desenhos de PCB em diferentes formatos: ftp://ftp.radio.ru/pub/2016/05/GUN.zip. Autor: Ayo Lohni
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