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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Transceptor SIM-93. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Comunicações de rádio civis Os altos parâmetros declarados pelo autor deste transceptor podem ser tomados com ceticismo por alguns leitores. No entanto, o circuito do transceptor dá motivos para esperar que aqueles que o repetirem consigam obter um dispositivo com parâmetros muito bons. Ao mesmo tempo, um teste durante competições KB em tempo integral de uma dúzia e meia do mesmo tipo de transceptores do tipo UW3DI, feitos por diferentes radioamadores, mostrou que sua propagação em dinâmica chega a 30 dB. Então, no final, depende muito da experiência do radioamador e de suas capacidades. O transceptor oferecido à atenção dos leitores é projetado para comunicações telegráficas e telefônicas com modulação de banda lateral única e bandas amadoras 1,9; 3,5; 7, 14, 21 e 28 MHz. Durante o seu desenvolvimento, a tarefa era criar um dispositivo moderno com características técnicas elevadas e ao mesmo tempo relativamente simples em termos de circuitos e que permitisse a utilização de componentes de rádio amplamente utilizados. O melhor, mas segundo o autor, os desenvolvimentos de rádio amador foram usados em conjunto com soluções de circuitos originais. O resultado é um dispositivo com as seguintes características técnicas:
Algumas das especificações, como sensibilidade, faixa dinâmica, podem parecer exageradas, mas realmente são. Para as medições, utilizou-se um gerador de ruído em uma lâmpada 2DZB (1, 2] e o dispositivo "Dynamics" [1], este último modificado para reduzir a densidade espectral do ruído lateral e eliminar a penetração do sinal de saída ignorando o atenuador . O transceptor é feito em um circuito com duas conversões de frequência. A escolha das frequências intermediárias (5 MHz e 500 kHz) é ditada pela exigência de simplicidade na implementação de nós seletivos, que ao mesmo tempo proporcionam uma seletividade real suficientemente alta. Os caminhos de recepção e transmissão são combinados. Os mais comuns são filtros passa-banda (BPF), um gerador de faixa suave (GPA), misturadores, filtros de quartzo e eletromecânicos e um bloco de geradores de frequência de referência. O diagrama de circuito do transceptor é mostrado na figura 1, diagramas de seus nós individuais - na fig. 2 - 16. No modo de recepção, o sinal da entrada da antena (jack XW1) através do atenuador A1 (veja a figura 2) e PDF Z2 de três loops (Imagem 3) com um ganho de 6 dB entra no primeiro mixer U1 (Imagem 4)feito nos transistores U1-VT1, U1-VT7, U1-VT8 [4]. Esse mixer tem um baixo nível de ruído, um coeficiente de transmissão relativamente grande e suprime o sinal do oscilador local na saída em cerca de 60 dB. O indutor U1-L5, que possui uma grande resistência nas frequências de operação, está incluído no circuito da fonte de o transistor U1-VT1 e cria um feedback negativo profundo. Para corrente alternada, é desviado pela resistência do canal do transistor U1-VT7 (VT8). A tensão do oscilador local fornecida às primeiras portas desses transistores causa uma modulação da profundidade de realimentação, ou seja, altera a inclinação da característica de transferência sem alterar o ponto de operação do transistor U1-VT1. Como chaves em todos os mixers do transceptor, são utilizados os transistores KP350A, que possuem boas características de comutação linear, e também permitem a introdução de AGC através das segundas portas, o que não piora as características dinâmicas da parte receptora. O ganho do mixer é de cerca de 1. A faixa dinâmica de intermodulação - no nível de 90 ... 95 dB - é alcançada com um ajuste geral do transceptor. Um nível de 100 dB ou mais é alcançado apenas por um ajuste muito cuidadoso do U1-L1C6C7 e circuitos U2-L1C2 (veja a figura 5), e sem o uso de entrelinhadores de ferrite, bem como uma seleção criteriosa dos elementos do circuito U1-R5VD1C1R3, que aparentemente fornece "balanceamento" do mixer. GPA G1 (veja a figura 6) feita nos transistores G1-VT1, G1-VT2 e U1-VT5, U1-VT6 e gera oscilações nas faixas de frequência indicadas na Tabela. 1. Tabela 1
Para simplificar este nó, apenas quatro relés foram usados para comutar faixas, o que naturalmente levou a um alongamento não ideal de algumas faixas. Para operação normal do mixer, a frequência GPA nas bandas de 21 e 28 MHz deve ser duas vezes maior. Esse problema é resolvido ligando o segundo transistor (L11-VT7) nas faixas especificadas, pelo que o mixer alterna duas vezes mais, o que equivale a dobrar a frequência GPA. Mais detalhes sobre isso podem ser encontrados em [5]. Para garantir o maior ganho possível do mixer nas bandas de 21 e 28 MHz, o GPA possui um sistema de estabilização rígida da amplitude da tensão de saída (G1-VD4 e U1-VT5), e também é possível alterar suavemente a tensão de polarização de transistores L11-VT7, U1-VT8 usando resistor trimmer U1-R29. Da saída do misturador no transistor U1-VT1, a tensão do primeiro IF (5 MHz) através do circuito P correspondente U1-C6L1C7 vai para o amplificador, feito no transistor U1-VT2, é amplificado em cerca de 6 dB e é liberado no circuito U2-L1C2, conectado à entrada do filtro de cristal U2-Z01 - U2-Z04 (Imagem 5) com um coeficiente de transferência de cerca de 4 dB (devido à transformação das resistências). Da saída do filtro de quartzo, o sinal do primeiro IF vai para o segundo misturador, montado nos transistores U2-VT1, U2-VT3 e semelhante em princípio ao misturador nos transistores U1-VT1, U1-VT7, U1-VT8 . O coeficiente de transmissão deste misturador é -15...20 dB. O sinal de referência com uma amplitude de 5 ... 7 V e uma frequência de 4,5 MHz é alimentado ao segundo misturador de bloco gerador G2 (Fig. 7), feito nos microcircuitos G2-DD1 - G2-DD3 e transistores G2-VT1, G2-VT2 e gerando oscilações com frequência de 4,5 MHz e 500 kHz. Estes últimos são obtidos dividindo a frequência do oscilador mestre no IC DD1 (13,5 MHz) primeiro por 3 (G2-DD2) e depois por 9 (G2-DD3). As cascatas nos transistores G2-VT1 e G2-VT2 são amplificadores ressonantes que geram sinais de boa forma senoidal. Os circuitos coletores desses transistores incluem os diodos G2-VD1, G2-VD2, que permitem obter sinais com amplitude de 40 ... 50 V. Devido a isso, foi possível usar divisores capacitivos G2- C7C8 e G2-C9C10 com uma grande taxa de divisão permitiram, juntamente com os filtros de saída G2-L4C11 e G2-L6C18C19L7C11, obter sinais exemplares da amplitude e qualidade necessárias. O segundo sinal IF (500 kHz) passa, atenuado em 6 dB, através do filtro eletromecânico (EMF) U3-Z1 (Imagem 8) e entra na entrada de um amplificador cascode feito nos transistores U3-VT2, U3-VT3. O amplificador se distingue por um baixo nível de ruído próprio e fornece (da entrada EMF) amplificação do sinal em 60 dB. As segundas portas dos transistores do segundo misturador e do amplificador do segundo FI são alimentadas com tensão AGC do bloco A5. O circuito U3-VD1R4R3C11VT1 fornece um modo de auto-escuta durante a transmissão e elimina os cliques de comutação. Da saída do segundo amplificador de FI, o sinal é alimentado ao detector de sinal de banda lateral única, montado nos transistores U3-VT4, U3-VT5. Difere dos conhecidos por um grande coeficiente de transmissão (cerca de 10 dB), baixos níveis de ruído e fundo, bem como uma grande capacidade de sobrecarga. O sinal de referência com frequência de 500 kHz vem do bloco G2. Da saída do detector, o sinal é alimentado para as entradas do nó AGC A5 (imagem 9) e amplificador AF A6 (imagem 10). Quando os sinais de telégrafo são recebidos, o filtro CW A6-Z1 com uma largura de banda de cerca de 300 Hz é ligado no caminho AF, feito no op-amp DA2, DA3 de acordo com o esquema dado em [6]. A pedido do operador, um deslocador de fase de baixa frequência A6-L1R12C14C15 pode ser incluído no caminho (modo convencionalmente chamado "Estéreo"). Este último desloca a fase do sinal em 90° a uma frequência de 900 Hz, o que melhora a seletividade real devido às propriedades seletivas do ouvido humano e, no mínimo, reduz a fadiga do operador, especialmente no modo CW. A correção aplicada e o ganho selecionado (cerca de 30 dB) do microcircuito A6-DA1 possibilitaram obter um som "transparente" agradável do sinal. A partir da saída do detector (U3), um sinal contendo componentes de baixa e alta frequência (500 kHz) é alimentado na entrada do seguidor de emissor A5-VT1 do sistema AGC, após o qual se ramifica em dois canais. O canal de baixa frequência (A5-VT2, A5-VT3), que contém um amplificador logarítmico (A5-VT3), garante o funcionamento do AGC e S-meter de 3 a 7 pontos da escala S. A ausência de um a frequência de referência de 500 kHz na saída do detector de tensão possibilitou a utilização do sinal FC para a operação do canal de alta velocidade A5-VD1VD2VT6. A cascata nos transistores A5-VT6, A5-VT7 são dois integradores combinados com capacitores de ajuste de tempo A5-C11, A5-C12. A introdução do transistor A5 VT6 possibilitou aumentar significativamente a impedância de entrada do integrador e, consequentemente, reduzir a capacitância do capacitor A5-C12, o que, por sua vez, permitiu que ele carregasse rapidamente. Com o aparecimento de um sinal para o primeiro período da tensão IF, o capacitor A5-C12 é carregado e a tensão nos coletores dos transistores A5-VT6, A5-VT7 cai abruptamente, o que corresponde a uma diminuição na tensão AGC e, consequentemente, uma diminuição no ganho global do caminho de recepção. Com o advento do sinal AF (muito mais tarde), o transistor A5-VT4 fecha, aumentando a constante de tempo do circuito AGC, de modo que o ganho global do receptor entre os sons de fala individuais é mantido constante (7). Se o sinal AF desaparecer por mais de 100 ms, o transistor A5-VT4 abre e o capacitor A5-C12 descarrega rapidamente, restaurando a sensibilidade do receptor em pouco tempo, quase imperceptível ao operador. O canal de alta velocidade garante a operação normal do AGC com sinais de entrada de até S9 + 80 dB. Para atenuar o ruído de impulso, em vez do capacitor A5-C7, usando o relé A5-K2, A5-C8 é ligado, o que reduz o tempo de recuperação do AGC. O transistor A5-VT5 desabilita o AGC no modo de transmissão. Em geral, o sistema AGC descrito tem as seguintes características: a constante de tempo de carga do circuito AGC com uma mudança abrupta no sinal de entrada não é superior a 0,2 ms, a constante de tempo de descarga não é inferior a 25 s, o tempo de recuperação de a sensibilidade do receptor quando o sinal AF é perdido não é superior a 100 ms, sem a natureza oscilatória do processo de estabelecimento e com um pequeno efeito posterior de ruído de impulso. No modo de transmissão, o sinal original é formado em bloco A4 (ver figura 11), contendo um amplificador de microfone com amplificador operacional A4-DA1, um modulador balanceado (A4-VD2, A4-VD3, A4-T1), um amplificador DSB (A4-VT1) e um oscilador de telégrafo com chave (A4-VT2). O amplificador de microfone tem uma impedância de entrada igual à impedância da fonte de sinal, o que ajuda a reduzir a interferência de alta e baixa frequência. Amplificado a um nível de 3 ... 5 V, o sinal AF é alimentado a um modulador balanceado feito em varicaps A4-VD2, A4-VD3. Esse modulador é caracterizado por uma distorção não linear muito baixa, grandes níveis de sinal de entrada e saída permitidos, bem como a facilidade de obter uma grande supressão de portadora. O sinal de duas bandas gerado é amplificado pelo transistor A4-VT1 e enviado para o EMF A4-Z1, onde a banda lateral inferior é filtrada. O sinal de banda lateral única é mixado no mixer com uma tensão de 4,5 MHz proveniente do bloco G2. O sinal total com frequência de 5 MHz e amplitude de cerca de 7 V é fornecido ao circuito U2-L3C6, onde é limitado pelos diodos U2-VD1, U2-VD2 a um nível de cerca de 0,7 V, que comprime o faixa dinâmica do sinal SSB para 20 dB. O filtro de cristal U2-Z01 - U2-ZQ4 dá ao sinal a pureza e qualidade necessárias após a limitação especificada. Da saída do filtro (mais precisamente, de parte do circuito U2-L1C2), o sinal filtrado entra no segundo misturador do caminho de transmissão (U1-VT3, U1-VT4, U1-VT7, U1-VT8), onde é misturado com o sinal GPA G1. A cascata nos transistores U1-VT3, U1-VT4 tem um grande ganho estável (cerca de 40 dB) e ao mesmo tempo não degrada a faixa dinâmica do caminho de recepção (no modo de recepção). Da saída do mixer, o sinal entra em um dos circuitos PDF (Z2). O sinal filtrado é amplificado por um amplificador de banda larga baseado nos transistores A2-VT1, A2-VT2 (veja a figura 12) de 100 mV ao nível de 7 ... 10 V, após o que entra na entrada do amplificador de potência (PA) A3 (Imagem 13), onde é amplificado em potência de até 25 W em uma carga com resistência de 50 ohms. Depois de passar o filtro de banda MIND Z1 (Imagem 14), este sinal entra no atenuador A1 (Imagem 2), e dele para a antena. Os circuitos de proteção do poderoso transistor A3-VT1 fornecidos no PA permitem não apenas comutar faixas no modo de transmissão, mas também prevenir sua falha em outras situações extremas. A transferência do transceptor do modo de transmissão para o modo de recepção e vice-versa é realizada usando as chaves de transistor da chave S1 (Imagem 15)controlado pelos contatos de um interruptor montado no pedal. Fonte de alimentação do transceptor U4 (consulte a Figura 16) contém um transformador de rede T1, três retificadores de onda completa (U4-VD1, U4-VD6; U4-VD2, U4-VD5: U4-VD3, U4-VD4), um regulador de tensão de +40 V em um transistor U4-VT1 - Tensões U4-VT3 e estabilizadores + 15 e -15 V (o primeiro - no IC U4-DA1, o segundo - nos transistores U4-VT4, U4-VT5). Todos os estabilizadores são protegidos contra sobrecargas de corrente e curtos-circuitos na carga. O design do transceptor é em bloco. Os detalhes dos nós Z2, U1 - U3, G2 são montados em placas de circuito impresso feitas de fibra de vidro dupla face (ver Fig. 17 - 21). a folha no lado da instalação da peça é usada como um fio de tela comum. Ao redor dos orifícios para os condutores das peças que não devem ser conectadas a um fio comum, ele é removido por escareamento com uma broca com cerca de duas vezes o diâmetro. Os nós restantes são montados em placas feitas de fibra de vidro de folha de um lado (ver Fig. 22 - 31). Figura 17
Para os filtros PA (Z1), é necessário fazer duas placas (elas são instaladas uma sobre a outra no chassi do transceptor; nos suportes da Fig. 31, são indicadas as designações posicionais dos elementos instalados na segunda placa). Ao repetir o projeto, deve-se levar em consideração que os contornos dos condutores impressos nos desenhos de todas as placas, exceto os nós Z1 e Z2, são mostrados na lateral das peças, portanto devem ser transferidos para os espaços em branco de as placas em uma imagem espelhada. As cruzes nas pontas dos fios das peças indicam os locais onde são soldadas à folha (não há furos nesses locais), os pontos pretos indicam a conexão (solda) dos fios das peças acima da placa. As linhas tracejadas e pontilhadas nas Figuras 19 e 20 mostram os contornos das almofadas na lateral da instalação das peças, linhas tracejadas espessas na Figura 21 - condutores impressos na lateral das peças e, por fim, linhas tracejadas duplas nas Figuras 18 -21 - divisórias de blindagem (folha estanhada) soldadas a folha de arame comum. O capacitor C9 na placa do bloco A3 (ver Fig. 23) é composto por dois capacitores (C9 'e C9 ") com capacidade de 0,047 microfarads, C10 - de três (C10', C10 "e C10'") com um capacidade de 0,033 microfarads. Os nós montados Z2, U1 - U3, Gl, G2 e uma balança digital são colocados em telas retangulares feitas de chapa estanhada de 0,5 mm de espessura. Cada um deles é composto por duas partes: uma concha de acordo com o tamanho da placa e uma altura de 35 mm e uma tampa com flange. A placa é instalada a uma distância de 8 mm da borda da carcaça voltada para o chassi e ao longo de todo o perímetro a folha do fio comum (em ambos os lados) é soldada em suas paredes. Em frente às saídas das almofadas de contato dos nós nas paredes laterais, é necessário fornecer furos com diâmetro de 4 ... 5 mm para conectar os fios. O design do nó PDF Z2 repete quase completamente o design do nó correspondente do transceptor RA3AO ¦7. Os dados de enrolamento das bobinas de todos os nós, exceto Z2, são dados na Tabela. 2 e bobinas PDF - na tabela. 3. Os enrolamentos do transformador A4-T1 e as bobinas A4-L1, U1-L1, U2-L1 - U2-L3, U3-L1, U3-L2 são enrolados em quadros unificados de três seções (Fig. 32). Bobinas Z1-L1 - Z1-L6 - sem moldura. O diâmetro interno dos três primeiros é 17, os três segundos são 21 mm, o comprimento do enrolamento é 35 mm. A bobina G1-L1 é feita queimando cobre em uma ranhura espiral de uma estrutura cerâmica com diâmetro e comprimento de 20 mm, o comprimento do "enrolamento" é de 14 mm.
O dispositivo do transformador A2-T2 é mostrado na fig. 33. Dois conjuntos de 3 de cinco anéis de ferrite (2000NN) de tamanho K7x4x4 servem como circuito magnético. Os anéis são colocados (com cola BF-2) nos segmentos 1 de um tubo de cobre com um diâmetro externo de 4 mm, após o que são colocadas as tiras retangulares 2 e 4 de fibra de vidro com furos ao longo do diâmetro dos tubos. extremidades, a folha na tira 4 é dividida em duas partes, na barra 2 é deixada sólida. O enrolamento secundário deste transformador é obtido após a soldagem da folha das tiras aos tubos (os fios soldados às almofadas de tira 4 são conectados ao PA). O enrolamento secundário 5 é realizado com o fio MGTF, passando-o pelos tubos duas vezes.
Os enrolamentos do transformador AZ-T1 contêm nove voltas de um feixe de três fios MGTF (nove voltas são enroladas com seis fios torcidos juntos e, em seguida, o enrolamento é dividido em duas partes - três fios cada e conectados em série). Os enrolamentos do transformador U1-T1 são enrolados simultaneamente com três fios, e um deles (aquele que será incluído no circuito coletor do transistor U1-VT6) é previamente conectado ao meio. As bobinas Z2-L1 - Z2-L18 são enroladas em estruturas de PTFE-4 (ver Fig. 34). Tamanho a entre as bobinas Z2-L2 e Z2-L3, Z2-L14 e Z2-L15, Z2-L17 e Z2-L18 - 5...6 mm, entre Z2-L5 e Z2-L6, Z2-L8 e Z2- L9, Z2-L11 e Z2-L12 - 6...7 mm.
Todas as bobinas são unificadas, marca DM. O transformador de potência T1 é enrolado em um circuito magnético toroidal com seção transversal de 8,8 cm800 feito de aço transformador. O enrolamento I contém 2 espiras de fio PEV-0,65 72, enrolamento II -72+72+72+2 espiras PEV-1,2 XNUMX. Os seguintes tipos de relés eletromagnéticos são usados para circuitos de comutação: A1-K1 e Z1-K1 - Z1-K6 - RES48A (passaporte RS4.590.413); A1-K2 - RES52 (RS4.555.020); A2-K1 e G1-K2 - C1-K&<- RES55A (RS4.569.606); Z2-K1 - Z2-K12, G1-K1, A5-K2, A6-K1, A6-K2, U1-K1 e U2-K1 - RES49 (4.569.421-00-01); A5-K1 -RES60 (PC4.569.436). Interruptor de intervalo - tamanho pequeno PM-11P1N, tipo de trabalho - PM-11P2N. O chassi conveniente do transceptor Ural-84 [7] foi usado como base para o projeto. A colocação dos principais componentes do transceptor é explicada na Figura 35 (vista superior) e na Figura 36 (vista inferior).
Entre as laterais do chassi, a uma altura de 65 mm da tampa inferior, é fixado um subchassi de duralumínio com dimensões de 225x150 mm e a uma altura de 25 mm - outro subchassi com dimensões de 225x80 mm, no qual a placa de nó A3 e o transformador de potência T1 estão instalados. Os transistores A3-VT1, U3-VT2 e o chip U3-DA1 são instalados em um dissipador de calor com nervuras comum, que também é a parede traseira do chassi. contexto; partida tansiver com fonte de alimentação U4 (ver fig. 16). Primeiro, com um resistor trimmer U4-R5, uma tensão de 40 V é definida na saída e eles estão convencidos de sua estabilidade quando a corrente de carga aumenta para 3A (a corrente de operação do dispositivo de proteção, se necessário, é alterada selecionando o resistor U4-R7). Em seguida, verifica-se o funcionamento do regulador de tensão de +15 V (deve permanecer praticamente inalterado quando a corrente de carga aumenta para 1 A), após o que a tensão é ajustada para -4 V com um resistor de sintonia U12-R15 e sua estabilidade é verificado quando a corrente de carga aumenta para 0,1 A. Em seguida, remova a resposta de frequência do amplificador AF com um filtro CW (fig. 10). No modo SSB, deve ser uniforme na faixa de frequência 300...3000 Hz. No modo CW, a largura de banda é reduzida para 6 Hz a uma frequência média de 13 Hz com um resistor de sintonia A300-R800, e o ganho total em ambos os modos é equalizado com um resistor A6-R22. Amplificador de FI 500 kHz (Imagem 8) sintonize com o EMF aplicando a tensão AGC de +5 V. Conectando a entrada EMF ao GSS e definindo a tensão de RF na saída deste último com uma frequência de 500 kHz e uma amplitude de 5 μV, alterando a capacitância dos capacitores de sintonia U3-C20, U3-C2 e a indutância das bobinas U3-L2, U3-L1 garantem que a tensão do sinal na saída do amplificador suba para cerca de 5 mV. Além disso, selecionando o resistor U3-R4, o volume desejado de auto-escuta no modo TX é definido e o capacitor U3-C11 é o atraso necessário para eliminar completamente os cliques nos telefones ao alternar o transceptor do modo TX para RX. O detector não precisa ser ajustado. Estabelecimento do bloco de geradores G2 (Imagem 7) comece com um oscilador mestre nos elementos do IS G2-DD1. Ao selecionar um resistor G2-R3, um capacitor G2-C1 e alterar a capacitância G2-C2, eles garantem que o gerador inicie de forma confiável e funcione de forma estável na frequência do ressonador de quartzo G2-Z01. Então, ajustando a indutância da bobina G2-L1, uma tensão máxima de 4,5 MHz é alcançada no capacitor G2-C8 e as bobinas G2-L2 - uma tensão máxima de 500 kHz no capacitor G2-C10. Além disso, selecionando os capacitores G2-C11 e U2-C10, U2-C11 (e, se necessário, o indutor U2-L4), eles atingem uma tensão de 2 MHz no resistor U6-R4,5 dentro de 3 ... 7 V. Selecionando os capacitores G2-C18, G2-C19, atinge a mesma tensão com uma frequência de 500 kHz no resistor, U3-R21, e selecionando os elementos G2-L7, G2-C13 (no modo TX) e no resistor A4-R11. Unidade de filtro de quartzo U2 (Imagem 5) sintonize ajustando as frequências dos ressonadores U2-Z01, U2-Z02, U2-Z03 e U2-ZQ5 para os valores necessários, diminuindo suas frequências ressonantes por um método conhecido - esfregando placas de quartzo com solda. Esta operação deve ser realizada com muito cuidado. A uniformidade da resposta de frequência do filtro de quartzo na faixa de frequência de 5000 ... 5003 kHz é alcançada ajustando a indutância das bobinas U2-L1 - U2-L3 e a supressão de "caudas fora da banda passante de pelo menos -40 dB" é obtido conectando pequenos capacitores paralelos à capacitância dos ressonadores U2-Z03, U2-Z04 (na Fig. 5 - capacitor C4 representado por linhas tracejadas). Configurando PTD G1 (veja a figura 6) comece colocando os limites dos intervalos de acordo com a tabela. 1. Faça isso selecionando os capacitores G1-C6, G1-C8, G1-C9, G1-C11, G1-C12, G1-C14, G1-C15, G1-C17, G1-C21, G1-C22 (levando em consideração o TKE necessário) e alterando a capacitância dos capacitores do trimmer G1-C7, G1-C10, G1-C13, G1-C16, G1-C23. As bandas de 7 e 28 MHz são colocadas primeiro. Além disso, alterando a tensão na base e selecionando o resistor G1-R14, a corrente através do transistor é definida, na qual o sinal GPA não é distorcido. No driver da GPU (Imagem 4) selecionando os elementos U1-C23, U1-C20, U1-R20, eles conseguem obter no enrolamento secundário do transformador T1 estável em faixas e dentro de cada um deles (ao reconstruir o capacitor G1-C24) tensão de RF com uma amplitude de 3 ... 5 V, e selecionando o capacitor G1 -C18 no próprio GPA - a faixa necessária de sua dessintonização de frequência. Nó PDF Z2 (Imagem 3) sintonizar a partir da banda de 1,9 MHz. Conectando à entrada do nó uma saída de 50 ohms do medidor de resposta de frequência (por exemplo, X1-48) e à saída - um resistor de 10 kΩ com um capacitor de 20 pF conectado em paralelo e uma cabeça do detector do medidor de resposta de frequência, mudança; a capacitância dos capacitores do trimmer e, se necessário, pela seleção de capacitores de capacitância constante conectados em paralelo a eles, bem como uma pequena mudança; distâncias entre as bobinas atingem uma resposta de frequência uniforme em cada faixa. Depois disso, ligue o transceptor para recepção (RX) e novamente, mais uma vez, especifique a configuração de todos os circuitos do caminho de recepção. No ganho máximo, a sensibilidade da entrada do transceptor com uma relação sinal-ruído de 10 dB deve ser de cerca de 0,05 μV. Para eliminar possíveis erros, é aconselhável usar um gerador de ruído em uma lâmpada 2DZB ou similar durante as medições. Nas faixas de 21 e 28 MHz, a sensibilidade máxima é alcançada movendo o resistor do trimmer U1-R29. A faixa dinâmica máxima de intermodulação (100 dB) é alcançada ajustando os circuitos U1-L1C6C7 e U2-L1C2, bem como pela seleção cuidadosa dos elementos U1-R5, U1-VD1, U1-R3, U1-C1. Nó AGC A5 (Imagem 9) configurado nesta ordem. Ao aplicar um sinal com um nível de pontos S3 a S9 na entrada do transceptor, alterando a resistência do resistor sintonizado A5-R3, as leituras do S-meter são "empilhadas" na primeira metade da escala. Em seguida, o nível do sinal é aumentado gradualmente de S9 para S9 + 80 dB e com a ajuda de um resistor sintonizado A5-R2 faça o mesmo na segunda metade da escala. No processo desses ajustes, a resistência do resistor A5-R20 é selecionada no circuito emissor do transistor A5-VT7. Se for necessário alterar a relação das leituras do S-meter na primeira e na segunda metade da escala, selecione o resistor A5-R14. Em seguida, as características de velocidade do sistema AGC são medidas. Tendo soldado um dos terminais do resistor A5-R12 da placa e conectado um osciloscópio à saída do nó (pino 4), um sinal com um nível de S9 + 80 dB é alimentado à entrada do transceptor (jumpwise). A tensão AGC deve diminuir do valor máximo (+ 5 V) para o mínimo ( +0,1...0,3 V) por não mais que 0,2...0,5 ms. Quando o sinal de entrada é removido, ele deve retornar ao nível original (+5 V) em cerca de 25 segundos. Com o resistor A5-R12 no lugar, o tempo de reset deve diminuir para 100ms. Uma redução adicional neste tempo (para o valor ideal) é alcançada selecionando o capacitor A5-C8 quando a entrada do transceptor é exposta a ruído de impulso. Tabela 2
No modo de transmissão (TX), a sintonia começa com um modulador balanceado A4 (Imagem 11). Em primeiro lugar, os resistores do trimmer A4-R9 (aproximadamente), A4-R11 (fino) e o trimmer do transformador A4-T1 conseguem a supressão do sinal de referência em pelo menos 50 ... 60 dB. Tabela 3
Além disso, ao pronunciar um som alto “a” na frente do microfone, um resistor de ajuste A4-R16 é definido no dreno do transistor A4-VT1 de uma tensão DSB de cerca de 8 ... No modo "Setting", o gerador de CW no transistor A4-VT4 é ligado, gerando oscilações com frequência de 501 kHz. Selecionando o capacitor A4-C13 e ajustando a indutância da bobina A4-L1, uma tensão de 4 ... 1 V é definida no dreno do transistor A6-VT8, focando posteriormente no sinal de saída nominal do transceptor. A tensão no circuito U2-L3C6 neste modo (com diodos U2-VD1, U2-VD2 desligados) deve ser de cerca de 6 ... .8 V, e na entrada do driver A4 (pino 1) - 5 ... 6mV. A corrente de dreno necessária do transistor A2-VT5 (100 mA) é definida pelo resistor do trimmer A150-R2. A tensão de saída do bloco A2 (no pino 30) deve estar dentro de 2 ... 9 V. O modo de operação necessário do transistor A3-VT1 (fig. 13) - corrente de dreno 150 mA - ajustado com um resistor trimmer A3-R4. A tensão média do sinal nas faixas na carga equivalente com resistência de 50 Ohms conectada ao conector da antena do transceptor deve ser de cerca de 36 V, o que corresponde a uma potência de saída de 25 W. Por faixas, a potência de saída é equalizada pela seleção do resistor A3-R2 e do capacitor A2-C2. Se necessário, selecione a indutância (deslocando ou empurrando as voltas) das bobinas Z1-L1 - Z1-L6. Em conclusão, selecionando o resistor U4-R1, o dispositivo RA1 é calibrado (veja a figura 1) para que ao trabalhar no ar, sua seta se desvie para a última marca da escala com uma corrente de 2 A. Para evitar sobrecarregar os estágios de amplificação, é aconselhável verificar o caminho de transmissão do transceptor usando um sinal de dois tons. O autor agradece a Tulaev I. V. (UA4HK) e Baranov V. A. (RZ4HN ex UA4HNZ) por sua grande ajuda no desenvolvimento do transceptor. Literatura 1. Skrypnik V. A. Dispositivos para monitorar e ajustar equipamentos de rádio amador. - M.: Patriota, 1990. Autor: Gennady Bragin (RZ4HK ex UA4HKB), Chapaevsk, região de Samara; Publicação: N. Bolshakov, rf.atnn.ru
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