Controladores de largura de pulso das séries KR1156EU2 e KR1156EUZ. Data de referência

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Os microcircuitos das séries KR1156EU2, KR1156EU3 são projetados para controlar a comutação de fontes de alimentação secundárias operando a uma frequência de até 1 MHz. Os análogos mais próximos desses microcircuitos são UC3825 e UC3823 (Unitrode), respectivamente. O análogo doméstico mais próximo é o KR1114EU4. Os microcircuitos são fabricados usando tecnologia epitaxial planar com isolamento de junção p-n. Eles são embalados em uma caixa plástica de dezesseis pinos 2103.16-3 (Fig. 1). Peso do dispositivo - não mais que 1,2 g

Os controladores são projetados para trabalhar em dispositivos com controle de largura de pulso (PW) e realimentação de tensão e corrente. O atraso de propagação do sinal através do controlador não excede 50 ns. O IC contém um amplificador de erro de banda larga com uma taxa de variação de pelo menos 12 V/µs e é compatível com sistemas feed-forward de tensão de entrada.

Na saída dos controladores, são fornecidos interruptores de meia ponte para corrente de até 1,5 A (pinos 11 e 14), o que possibilita o controle de transistores poderosos da estrutura MOS (no modo push-pull - KR1156EU2, em single- modo de ciclo - KR1156EUZ).

Os controladores contêm vários dispositivos e sistemas que podem expandir significativamente o escopo. Isso inclui uma trava SHI (mais sobre isso abaixo), um limitador de corrente em cada período, um nó que garante o início suave do controlador, um limitador para a duração máxima dos pulsos de saída, uma fonte de tensão de referência de 5,1 V. Além disso, proteção contra tensão de alimentação reduzida, que possui "histerese", capacidade de sincronizar e desligar o controlador com sinais externos. No estado "Desligado", o microcircuito consome uma corrente não superior a 1 mA.

Pinagem de microcircuitos (entre parênteses é indicada a designação da saída na imagem gráfica condicional): pin. 1 - entrada inversora da OU; alfinete. 2 - entrada não inversora do SO; alfinete. 3 (0ea) - saída do amplificador operacional, invertendo a entrada do comparador SHI; alfinete. 4 (Syn) - entrada/saída do sinal de sincronização; alfinete. 5 (Rt) - saída para conectar um resistor* do circuito de temporização; alfinete. 6 (Ct) - terminal para conexão de um capacitor* do circuito de temporização; alfinete. 7 (Ramp) - entrada não inversora do comparador SHI; alfinete. 8 (Cs) - saída para conectar o capacitor da unidade de partida suave; alfinete. 9 (Stop) - sinal de entrada para limitação de corrente ou desligamento do microcircuito; alfinete. 10 (Com) - saída comum, saída de potência negativa; alfinete. 11(A) - saída do primeiro amplificador de corrente meia-ponte; alfinete. 12 (Em) - emissor de transistores amplificadores de corrente; alfinete. 13 (Kol) - coletor de transistores amplificadores de corrente; alfinete. 14 (B) - saída do segundo amplificador de corrente meia-ponte; alfinete. 15 (+U) - saída de potência positiva; alfinete. 16 (Uref) - saída da fonte de tensão de referência.

O diagrama funcional do microcontrolador KR1156EU2 é mostrado na fig. 2. Como os microcircuitos KR1156EU2 e KR1156EUZ têm muitas semelhanças, mais adiante no texto, salvo indicação em contrário, a descrição se referirá a ambos.

O controlador inclui um gerador de tensão dente de serra G1, uma fonte de tensão de polarização de 2 V G1,25, um amplificador operacional de erro de banda larga controlado DA1, um comparador SI DA5, uma trava no gatilho DD3, um inversor de fase no DD5, gatilhos DD6, amplificadores de corrente de saída DA7, DA8 com unidade de controle lógico DD7, DD8, unidade de partida suave (transistores VT1, VT2, fonte de corrente G3), limitador de corrente de carga comparador DA2 com uma unidade de desligamento de microcircuito (DA3, DD2), unidade de bloqueio de subtensão DA4, fonte de tensão exemplar G4 com unidade de controle esta tensão (DA6).

As funções de proteção do controlador são fornecidas por um comparador de limitação de corrente de carga DA2 com uma tensão limite de 1 V, um comparador de desligamento do chip DA3 com uma tensão limite de 1,4 V e uma unidade de partida suave que pode, além disso, limitar o duração máxima do pulso de saída (uma vez que a tensão na saída do amplificador de erro DA1 é limitada pela tensão na saída do controlador 8 através do circuito de controle no transistor VT1). A unidade de bloqueio do controlador, quando a tensão de alimentação cai abaixo de 9,2 V (com uma "histerese" de 0,6 V) no estado "Desligado", fornece um baixo consumo de corrente, enquanto comuta os amplificadores de saída para um estado de alta impedância .

O nó lógico DD7, DD8 evita a transição simultânea dos amplificadores de saída para um estado de alto nível e o aparecimento de muitos pulsos durante um ciclo nas saídas A e B. Amplificadores de corrente de saída de meia ponte são projetados para trabalhar com uma carga que possui um grande componente capacitivo, por exemplo, portas de poderosos transistores MOS, e são capazes de fornecer corrente de entrada e saída.

Principais características técnicas*

• Corrente consumida, mA, não mais.....20
• Consumo de corrente no estado "Desligado", mA, não superior a.....2
• Tensão de atuação da unidade de bloqueio, V.....8,8...9,9
• Largura do loop de "histerese" da tensão de operação, V, não inferior a ..... 0,6
• Tempo de desligamento do controlador nas saídas 3 e 9, ns, não mais que.....80
• Tensão exemplar de saída, V, em uma corrente de carga de saída de 16-1 mA e uma temperatura ambiente de 25 °C.....5...5,2
• A instabilidade da tensão exemplar na tensão de alimentação,% / V, não mais, quando a tensão de alimentação muda dentro de 10 ... 30 V ..... 0,02
• A instabilidade da tensão exemplar de acordo com a corrente de carga,% / mA, não mais, quando esta corrente muda dentro de 1 ... 10 mA ..... 0,07
• A frequência do gerador de tensão dente de serra, kHz, com os valores do capacitor e resistor do circuito de temporização 1000 pF e 3,65 kOhm, respectivamente, e uma temperatura ambiente de 25 °C.....360...440
• Corrente de carga do capacitor de partida suave (no terminal 8), µA.....3...20
• A tensão de saída do nível baixo do amplificador de corrente de saída, V, não mais, a uma corrente de carga de 20 mA.....0,4
• 200 mA.....2,2
• Tensão de saída de alto nível do amplificador de corrente de saída, V, não menos, em uma corrente de carga de 20 mA.....13
• 200 mA.....12
• Corrente de fuga do circuito coletor dos amplificadores de corrente de saída (conforme terminal 13), μA, não superior a ..... 200
• Tempo de subida e descida do sinal nas saídas A e B (pinos 11 e 14), não, não mais, com capacitância de carga de 1000 pF ..... 60
• A relação da duração máxima do pulso de saída para o meio ciclo **, não inferior a ..... 0,85

* Com uma tensão de alimentação de 15 V e uma temperatura ambiente entre 0O...+70 °C.

**Para o controlador KR1156EUZ - pelo período

Valores máximos admissíveis de características*

• A tensão de alimentação mais alta, V ..... 30
• A tensão comutada mais alta aplicada aos pinos 11 e 14, V.....30
• A corrente de carga mais alta (nas conclusões 11 e 14), A, constante ..... 0,5
• pulso (com uma duração de pulso de 0,5 μs) ..... 1,5
• A maior potência dissipada, W, a uma temperatura ambiente não superior a 25 ° C **..... 1
• A temperatura mais alta do cristal, ° С..... 150

* O tempo de exposição do valor limite do parâmetro não deve exceder 1 ms com um ciclo de trabalho de 100.

** A uma temperatura ambiente superior a 25 °C, a potência dissipada Р deve ser reduzida de acordo com a lei linear Р = 1 - (Tacr.avg. - 25 °C) / Rt env.avr. onde Rt env.avr - resistência térmica do cristal-ambiente, igual a 125 °C/W.

A fonte de tensão de referência G4 consiste em um estabilizador compensado termicamente e um amplificador de corrente que fornece energia a uma carga externa com uma corrente de até 10 mA (do pino 16). A fonte está equipada com um dispositivo de proteção contra curto-circuito de saída em um nível de cerca de 30 mA. Ele alimenta os comparadores, nós lógicos, polarização de 1,25 V, amplificador operacional e gerador de dente de serra.

O oscilador mestre de tensão dente de serra pode operar em frequências de até 1 MHz. É determinado pela resistência do resistor R e pela capacitância do capacitor Ct do circuito de temporização conectado aos terminais 5 e 6, respectivamente. No pino 5, o controlador mantém uma tensão de 3 V e a corrente através do resistor Rt é refletida no pino 6 na proporção de 1: 1, de modo que a corrente de carga l3Ct do capacitor Ct é determinada a partir da expressão l3Ct = 3 /Rt.

Em Rt = 3,65 kΩ e Ct = 1000 pF, a frequência do gerador é 400 kHz ±10%. Para trabalhar em uma frequência diferente, é necessário alterar os parâmetros do circuito de temporização de acordo com a Fig. 3.

O tempo "morto" do oscilador, que é igual à duração do pulso na saída Syn e determina a faixa dinâmica do controlador (já que as saídas A e B estão no estado baixo), depende da capacitância Ct e pode atingir 100 ns.

O gerador gera uma tensão dente de serra na entrada Ct (pino 6), um sinal de sincronização para operação conjunta de dois controladores (retirado do pino 4), gera pulsos de clock no pino 4 durante as quedas de tensão de dente de serra para fechar simultaneamente os amplificadores de saída em a fim de excluir através da corrente (através de amplificadores de transistores) e muda a trava DD3 para um estado que permite a operação dos amplificadores de saída.

O gerador é construído de acordo com o circuito de gatilho Schmitt, cuja saída é conectada ao pino 4 através de um seguidor de emissor em um transistor npn. Os pulsos de clock são formados neste pino, seu nível baixo (2,3 V) corresponde ao carregamento do capacitor Ct e alto (4,5 V) - distensão. O seguidor de emissor permite combinar as saídas de 4 vários microcircuitos (fiação OR). A capacidade de carga da saída é de 4 a 1 mA e, como a fonte de corrente interna na carga do seguidor do emissor não consome mais que 400 μA, o fator de ramificação para esta saída durante a operação síncrona com microcircuitos semelhantes é de pelo menos dois.

O gerador dos microcircuitos escravos (sincronizados) não pode ser bloqueado, mas sintonizado em uma frequência ligeiramente inferior à do gerador mestre, escolhendo adequadamente os elementos de temporização Rt e Ct. Com essa abordagem, cada controlador terá uma tensão dente de serra local. Também é possível desligar completamente o gerador se o pino 5 estiver conectado ao pino 16 e o ​​pino 6 a um pino comum. Neste caso, o sinal de sincronização é fornecido de um gerador externo ao pino 4. Para uma sincronização mais ramificada, pode-se usar um seguidor de emissor controlado pelo sinal de clock do controlador mestre, e escravos podem ser conectados à sua saída por meio de capacitores e, se necessário, através de resistores de terminação e linhas de transmissão.

A escolha correta do capacitor Ct é muito importante. Em alta frequência, sua resistência e indutância efetivas em série, bem como o valor de absorção dielétrica, determinam a precisão da frequência e a estabilidade do oscilador. Portanto, é recomendável usar apenas capacitores de RF. Para reduzir a influência da indutância parasita dos condutores do capacitor, é necessário encurtá-los o máximo possível durante a instalação e conectá-los o mais próximo possível do pino 10 do microcircuito.

Os pulsos de sincronização de nível único traduzem a trava DD3 para o estado zero, cronometram o inversor de fase e ativam os amplificadores de saída do controlador, impedindo a passagem de corrente. No nível zero do pulso de sincronismo, um pulso de alto nível aparece na saída de um dos amplificadores e permanece até que chegue o próximo pulso de sincronismo, caso não tenha havido inibição nos demais circuitos.

O amplificador de sinal de erro DA1 é um amplificador operacional de banda larga de alta velocidade com uma saída de baixa resistência. O uso de apenas transistores n-p-n em seu caminho de sinal possibilitou atingir uma frequência de ganho unitário de 5,5 MHz. Para garantir o tempo mínimo para o sinal de erro passar pelo amplificador operacional, a junção do coletor dos transistores correspondentes é desviada com um diodo Schottky para evitar a saturação.

O ganho é definido, como de costume, escolhendo a profundidade do sistema operacional. A resposta de frequência típica do amplificador tem um valor de ganho de 95 dB na frequência zero e um pólo a 100 Hz.

A conexão das entradas do amplificador de erro DA1 depende da polaridade da tensão de saída da fonte de alimentação projetada. Se for necessário obter uma tensão positiva estabilizada (em relação ao fio comum), então a tensão de modo comum é de 5,1 V (exemplo) e o circuito OS é construído conforme mostrado na Fig. 4a. Quando negativo, recomenda-se que a tensão de modo comum seja igual à metade da exemplificada e o divisor de circuito OS seja conectado entre a saída da fonte de alimentação e o terminal 16 do controlador (Fig. 4, b).

O emissor do transistor VT1 é conectado à base do transistor npn de saída do amplificador operacional (conforme o diagrama da Fig. 2) da estrutura p-n-p. Portanto, a tensão na saída do amplificador operacional não pode exceder a tensão no pino 8 do controlador. Deve-se ter em mente que a saída do amplificador operacional é carregada com um resistor interno de 50 ohm conectado à saída comum. Portanto, se a carga externa envolve uma grande corrente dissipadora, pode ser necessário um resistor shunt adicional para reduzir a tensão na saída do amplificador operacional.

O comparador SHI DA5 é feito de acordo com o esquema de um amplificador diferencial baseado em transistores npn com um seguidor de emissor na saída, o que evita o modo de saturação dos transistores do comparador. O sinal de saída corresponde ao ESL em uma tensão de alimentação de 5,1 V. O sinal de entrada de modo comum do comparador é limitado por um valor de aproximadamente 1 V. Como a tensão na entrada de rampa do controlador (por exemplo, quando uma tensão de dente de serra é aplicada a ele do pino 6) pode variar de 0 a 3 V, para correspondência de nível, uma mudança de tensão de 1,25 V é fornecida na entrada não inversora do comparador pela fonte de polarização interna G2.

O comparador de limitação de corrente DA2 é semelhante em estrutura ao comparador SHI. O comparador de desligamento DA3 é feito de acordo com o esquema de um amplificador diferencial baseado em transistores p-n-p. Uma tensão fixa de 1 e 1,4 V, respectivamente, formada a partir da tensão de referência, é aplicada à entrada inversora desses comparadores.

Os elementos lógicos no caminho do sinal através do controlador, incluindo a trava SHI DD3 e o inversor de fase DD5, DD6, são feitos no ESL com seguidores de emissor de buffer. A corrente de comutação desses nós é escolhida bastante grande - 400 μA. Portanto, embora existam dois elementos OR (DD1 e DD4), elementos OR-NOT (DD7, DD8), latch (DD3) no caminho entre os comparadores de entrada e os amplificadores de corrente de saída, sua participação no tempo de atraso total não excede 20% O atraso principal são comparadores e amplificadores de saída.

No entanto, a rapidez com que o sinal não passaria pelo caminho significa pouco se a saída não fornecer comutação rápida com a amplitude necessária. Os amplificadores de corrente meia-ponte de saída DA7, DA8 permitem alternar uma carga com capacidade de 1000 pF por 30 ns a uma tensão de alimentação do controlador de 15 V. O valor de pico da corrente através da carga é de pelo menos 1,5 A.

Para garantir a velocidade dos amplificadores, é preciso suportar uma corrente de passagem nos transistores de saída, devido à qual, principalmente, o microcircuito esquenta, principalmente em altas frequências. No estágio de saída do controlador KR1156EU2, transistores de saída potentes são controlados por um sinal complementar, ou seja, quando um está aberto, o outro está fechado. O modo de operação dos transistores é escolhido de forma que apenas 20 ns de corrente de passagem fluam através deles durante cada comutação, o que a uma frequência de 500 kHz adiciona apenas 10 mA à corrente consumida. Este valor é o resultado de um compromisso; é fácil chegar a zero através da corrente, mas neste caso o atraso total torna-se inaceitavelmente grande.

Se a tensão de alimentação do controlador for inferior a um determinado valor (igual à tensão de operação menos a tensão de "histerese"), o comparador de proteção de subtensão DA4 é ativado. O nível baixo de sua saída pelo elemento AND-NOT DD9 é invertido em alto e alimentado na entrada dos elementos OR-NOT DD7, DD8, que o invertem novamente. Como resultado, os amplificadores de saída DA7, DA8 entram em um estado de nível baixo. Um alto nível do elemento DD9 também chega à entrada do elemento OR DD2, abrindo o transistor VT2, que descarrega o capacitor de partida suave no circuito de saída 8. O transistor VT1, que abre ao mesmo tempo, reduz a tensão em a saída do amplificador operacional DA1 para quase zero.

Ao mesmo tempo, um nível baixo da saída do comparador DA4 desliga a fonte de tensão de referência, após o que os amplificadores de saída entram em um estado com alta impedância de saída.

Se agora a tensão de alimentação, aumentando, torna-se maior que a tensão de operação do comparador DA4, ele comuta, um nível alto de sua saída vai para o elemento DD9, para a fonte exemplar G4 e gradualmente coloca o controlador no modo de operação.

Assim que a tensão na saída da fonte exemplar, aumentando, exceder 4 V, o comparador de controle de tensão de referência DA6 é ativado. Agora ambas as entradas do elemento DD9 são altas e a saída é baixa. Isso remove a proibição de passagem do sinal pelos elementos DD7, DD8, gera um nível baixo na saída do elemento DD2, que (se a saída do comparador DA3 também for baixa) fecha o transistor VT2 e inicia suavemente o controlador.

Quando a fonte de alimentação é ligada, a corrente através dos poderosos transistores de comutação é determinada pela corrente de carga e pela corrente de carga de sua capacitância de saída e, no primeiro momento, é muito maior que o valor nominal. Para evitar a sobrecarga associada dos amplificadores de saída, um nó que consiste em um transistor VT1 e um capacitor de partida suave foi introduzido no controlador. O nó aumenta lentamente a tensão de saída do amplificador operacional DA1 de quase zero até o valor nominal e, portanto, a duração dos pulsos nas saídas A e B. Quando o controlador está no modo micropower ou a tensão no pino 9 é maior que 1,4 V, o capacitor no circuito do pino 8 está descarregado e não há pulsos de saída. O capacitor de partida suave é carregado pela fonte de corrente G3 (9 µA).

O comparador de tensão de saída crescente OV DA1 SHI é comparado com a tensão dente de serra na entrada direta e gera pulsos que aumentam em duração na saída. A princípio, o tempo de abertura dos amplificadores de saída é pequeno e a corrente através deles é menor que a crítica. Assim que a tensão de saída atingir o nível nominal, o circuito de estabilização será ligado. O transistor VT1 fechará.

Além da finalidade principal, a unidade de partida suave pode ser usada para outras finalidades. Portanto, a capacidade do controlador de limitar a tensão na saída do amplificador operacional permite limitar o tempo máximo de abertura dos transistores de saída nas fontes de alimentação tradicionais e no modo atual - para programar o nível da corrente de pico máxima .

A inclusão típica do controlador usando o exemplo de uma fonte de alimentação estabilizada de cinco volts operando dentro da tensão de entrada de 42 ... 56 V com uma corrente de carga de 1 ... 10 A é mostrada na fig. 5 [1].

(clique para ampliar)

Com o aumento da corrente de carga, assim que a tensão no sensor de corrente R12, fornecido à entrada Stop do controlador, ultrapassar 1 V, seu comparador limitador de corrente DA2 funcionará e uma única queda, passando pelo elemento DD1, ajuste a trava SHI DD3 para o estado 1. Esta tensão fechará os amplificadores de saída, pelo menos até o final do período atual. O latch tem prioridade na entrada S, portanto sua transição para o estado zero só é possível após a remoção da sobrecarga de corrente.

Se a saída da fonte de alimentação estiver fechada, devido ao fato de os transistores de saída serem desligados em um tempo de cerca de 100 ns, a corrente através dos transistores VT1, VT2 da fonte tem tempo de aumentar para o segundo valor, no qual o comparador de desligamento DA3 do microcircuito funcionará. Como resultado, o capacitor de partida suave C4 será descarregado e o transistor VT1 do controlador reduzirá a tensão na saída do amplificador operacional para quase zero. Após fechar os potentes transistores VT1, VT2, a tensão no terminal 9 do controlador ficará próxima de zero e o processo de partida suave será iniciado. Se o fechamento de saída não for removido, o processo descrito será repetido.

O nó lógico para controlar os amplificadores de saída do controlador fornece as seguintes funções: seu fechamento simultâneo em um nível alto do pulso de sincronização no pino 4 ou na saída da trava; sua abertura alternada em um nível baixo do pulso de sincronismo e na saída da trava; mudança na duração dos pulsos de saída, dependendo do nível do sinal de erro.

Na fonte de alimentação (Fig. 5), é usada a regulação SHI convencional, quando a tensão OS é conectada à entrada inversora do controlador DA1 op-amp e a exemplar à não inversora. O sinal de incompatibilidade cria um certa tensão na saída do amplificador operacional, que chega à entrada inversora do comparador DA5. A entrada não inversora do comparador (pino 7) através do circuito R2C3C6 recebe uma tensão dente de serra do gerador G1 (pino 6), deslocada para cima pela fonte G2.

O ciclo push-pull começa quando o clock de saída G1 do controlador está alto. Este pulso define um nível baixo na saída da trava e, ao mesmo tempo, passando pelo elemento DD4 para a entrada C do inversor de fase DD5, DD6, muda para o próximo estado e prepara o amplificador de saída correspondente para abertura. Além disso, chega diretamente às entradas dos elementos DD7, DD8. Consequentemente, as saídas de ambos os amplificadores DA7, DA8 são baixas e os transistores de origem VT1 e VT2 são fechados.

Após a queda do pulso do clock, um nível baixo da saída do elemento DD4 remove a proibição de abrir os amplificadores de saída. Aquele poderoso transistor de fonte para o qual existe um sinal de habilitação do inversor de fase é aberto.

Ao mesmo tempo, o carregamento do capacitor C1 começa e a tensão no terminal 7 do controlador aumenta. Assim que a tensão dente de serra na entrada não inversora do comparador for igual ao nível do sinal de erro na entrada inversora, a saída aumentará, o que definirá a trava para um estado. Um transistor aberto de fonte poderosa fecha e um fechado é bloqueado contra abertura acidental. Esses transistores ficarão fechados até o final do período, até que o oscilador mestre coloque a saída do latch em um nível baixo com o próximo pulso de sincronização e, ao mudar o inversor de fase para o próximo estado, prepare outro transistor potente para ligar. Além disso, os processos descritos são repetidos.

Dependendo do nível do sinal de erro, o comparador muda mais tarde ou mais cedo. O tempo de ativação do amplificador de saída também muda de acordo. É assim que a tensão de saída do conversor é estabilizada.

O controlador pode gerar um sinal de largura de pulso push-pull para controlar transistores de alta potência em dois modos principais. No primeiro, o comparador compara a tensão de saída do amplificador de erro com a tensão dente de serra no pino 6. Este é o modo tradicional de realimentação de tensão. No segundo, o comparador compara a tensão do amplificador de erro com a queda de tensão no resistor R12 - um sensor de corrente incluído no circuito comum de poderosos transistores de comutação (modo de realimentação de corrente). No caso em análise, como se pode ver na Fig. 5, é aplicada uma combinação destes dois modos.

Para suprimir o ruído de comutação, um circuito de integração R4C5 é usado entre o sensor de corrente e a entrada de parada. No caso em que as perdas de energia não permitem o uso de um resistor de medição de corrente, um transformador de corrente é usado.

Caso o conversor deva operar com tensão de entrada que varie em uma ampla faixa, é aconselhável usar uma conexão paramétrica direta para a tensão de entrada. A tensão dente de serra paramétrica aplicada à entrada do comparador é gerada por um circuito RC externo. A seção descendente da "serra" é formada por um sinal na saída do gerador por um transistor externo.

Para evitar a saturação do transformador do conversor, pode ser usado um nó que calcula o produto volt-segundo e desliga os transistores de potência quando atinge um nível perigoso.

Recomenda-se desviar as saídas A e B do controlador com diodos Schottky (VD2, VD3) para uma corrente pulsada de pelo menos 2 A. Se o controlador for carregado com um transformador de isolação ou os surtos de corrente através da capacitância da porta de dreno forem muito alto, são necessários diodos shunt. Eles limitarão os pulsos parasitas negativos nas saídas A e B a 0,3 V.

Como todos os componentes de alta frequência, o controlador requer atenção cuidadosa para a colocação de componentes externos (fixação) e fiação para minimizar o acoplamento parasita indutivo ou capacitivo. Os fios das peças devem ser encurtados o máximo possível. Por estas razões, é preferível montar o controlador em uma placa de circuito impresso de dupla face. Os condutores de sinal são colocados de forma que estejam localizados em todos os lugares acima da folha do fio comum. As saídas de energia devem ser desviadas com dois capacitores de passagem - uma capacitância de cerâmica de baixa indutância de 0,1 μF, colocada a não mais de 6 mm do pino 15 do microcircuito, para suprimir a interferência de alta frequência e uma classificação de óxido (tântalo) de 1 a 5 μF, soldados a não mais de 12 mm do pino 13 e desempenhando o papel de um dispositivo de armazenamento de energia para alimentar amplificadores de saída. Recomenda-se conectar um capacitor de baixa indutância com capacidade de pelo menos 0,01 uF entre o terminal 16 e o ​​fio comum.

Para aumentar a estabilidade do conversor contra excitação parasita, a indutância parasita série da saída dos amplificadores de corrente do controlador deve ser mínima. A solução aqui pode ser a aproximação de poderosos transistores de efeito de campo ao microcircuito, tanto quanto possível, e o uso de resistores não indutivos amortecedores em série R7, R8.

Para reduzir a influência de transistores poderosos em circuitos analógicos, é necessária blindagem e o uso de linhas consistentes para transmitir pulsos de controle para seu portão.

Nem na documentação estrangeira nem na doméstica, o tipo de transistores de efeito de campo poderosos VT1, VT2 e diodos retificadores Schottky VD6 do conversor é indicado. Quem quiser fazer sozinho terá que selecionar experimentalmente esses componentes e garantir que o dispositivo funcione de maneira confiável. Podemos recomendar os transistores KP750A, KP767V, KP778A, IRF640. Além do tipo de diodos potentes indicados no diagrama, KD271BS, KD272BS, KD273BS, KDSh2967BS, KDSh2967VS, CTQ2535, CTQ2545 podem ser adequados; diodos VD4, VD5 - da série 2D253, bem como 2D255V-5, ZDCH122-20, ZDCH122-20X.

Antes do trabalho, você definitivamente deve se familiarizar com [2].

O controlador KR1156EUZ difere do descrito pela ausência de acionamento do inversor de fase e pelo fato dos amplificadores de corrente de saída operarem em antifase. Além disso, estão disponíveis versões com saídas A e B em modo comum, que podem ser conectadas em paralelo, com uma saída B (como no UC1823) e com saída A conectada à entrada inversora do comparador de limitação de corrente.

Literatura

1. Catálogo Unitrode. - Texas Instruments Incorporated, 1999.
2. Semenov B. Yu Eletrônica de potência. - M.: Solon-R, 2001.

Autor: S. Egorov, Bryansk

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