Transceptor de ondas curtas URAL-84. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica

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O transceptor foi projetado para comunicações de rádio amador na faixa de ondas curtas de 1,8...29 MHz. Tipo de trabalho - telefone (SSB) e telégrafo (CW). O transceptor é inteiramente feito em dispositivos semicondutores e microcircuitos, possui balança digital embutida (conforme diagrama do radioamador V. Krinitsky (RA9CJL), publicado nesta coleção) e fonte de alimentação embutida. O transceptor prevê a conexão de um GPA externo, que permite comunicações de rádio em diferentes frequências.

Ao desenvolver o transceptor, a atenção principal foi dada à obtenção de altos parâmetros dinâmicos do caminho de recepção e boas características ergonômicas do transceptor como um todo.

A ausência de um amplificador de RF na entrada do receptor, o uso de um mixer balanceado de alto nível, um caminho IF linear e de baixo ruído tornou possível realizar a primeira tarefa. O segundo problema foi resolvido usando filtros passa-banda não ajustáveis ​​na entrada do receptor, comutação eletrônica de alcance e o modo "transmitir-receber".

Arroz. 1. Diagrama funcional do transceptor "Ural-84"

O transceptor (Fig. 1) é feito de acordo com o esquema com uma conversão de frequência. A escolha de uma frequência intermediária de 9100 kHz é determinada pela presença de um filtro de quartzo caseiro feito de acordo com o método descrito na revista Radio nº 1, 2 de 1982 (é possível usar um filtro de quartzo industrial do tipo tipo FP2P-410-8,815 com pequenas alterações no diagrama de circuito). Os nós comuns do transceptor no modo de recepção-transmissão são: filtros passa-baixa Z1, filtros passa-banda Z2, mixer U1, estágio de correspondência reversível A1, gerador de faixa suave G1, filtro de quartzo Z3.

A conexão dos nós para recepção ou transmissão é feita pelos contatos de relé K1, K2, bem como pelo switch S1. O diagrama mostra os nós no modo de recebimento. O sinal da entrada da antena através dos filtros passa-baixa Z1, do atenuador de passo ATT e dos filtros passa-faixa de três circuitos Z2 é alimentado ao misturador balanceado U1. A tensão é fornecida ao mesmo misturador a partir de um oscilador local suave G1. O sinal convertido passa por um estágio de casamento reversível L/ e depois para um filtro de quartzo Z3, é amplificado pelo nó A2 e entra no misturador U2, onde é misturado com a tensão do oscilador de cristal de referência G2. O sinal de baixa frequência da saída do mixer vai para o amplificador de baixa frequência A3 e deste para o alto-falante BA1.

Ao mudar da recepção para a transmissão, ocorre a comutação correspondente das unidades funcionais. Isso é feito manualmente ou por um sistema de controle de voz. O sinal do microfone BFJ, amplificado pelo nó A4, vai para o dispositivo de controle de voz A8, que por sua vez controla a chave S1, bem como para o mixer U3, que possui tensão do oscilador de referência. O sinal DSB gerado é amplificado pelo nó A5, passa por um filtro de quartzo Z3, onde uma tensão de frequência intermediária de 9100 kHz com banda lateral superior é selecionada e alimentada através do nó A1 para o mixer U1, cuja outra entrada é fornecida com um tensão do oscilador local. O sinal da frequência de operação selecionada pelos filtros passa-faixa Z2 da saída do misturador U2 é alimentado ao amplificador A6 e então, amplificado em potência no nó A7, através do filtro passa-baixo Z1 é alimentado à antena WA1.

A formação de um sinal de telégrafo no transceptor é realizada usando um gerador manipulado G3, que é conectado ao nó A5, em vez de um dispositivo de modelagem de sinal de banda lateral única.

O transceptor é feito de acordo com o princípio do bloco. No diagrama, a numeração dos elementos em cada bloco é diferente.

A placa principal (nó A6, Fig. 2) contém um mixer reversível, um estágio correspondente, um caminho IF do receptor, filtros de quartzo, um detector de mixagem, um amplificador de baixa frequência do receptor, um circuito AGC e um local suave de banda larga amplificador de tensão do oscilador.

Figura 2,a. Diagrama esquemático da placa principal do transceptor (nó A6)

Figura 2, b. Diagrama esquemático da placa principal do transceptor (nó A6)

O misturador passivo de alto nível VD1 - VD8, T2, T3 é montado de acordo com um esquema duplo balanceado. Sua peculiaridade é o uso de transformadores de banda larga com bobina volumétrica em curto-circuito (o projeto é descrito na revista Radio nº 1, 1983). No caso de usar diodos de alta frequência modernos do tipo KD514A no mixer (e diodos ainda melhores com uma barreira Schottky do tipo AA112), a perda de sinal será de cerca de 4 ... 5 dB. O sinal recebido é alimentado ao enrolamento primário L3 do transformador T2. O sinal convertido é retirado do ponto médio do enrolamento L4. A tensão do oscilador local suave é amplificada por um amplificador de banda larga baseado no transistor VT1 e é alimentada ao enrolamento de entrada L7 do transformador T3. Em um poderoso transistor de efeito de campo VT2, é montada uma cascata de combinação de mixagem com um filtro de quartzo. O transistor do tipo KP905 foi escolhido devido aos seus bons parâmetros de ruído e linearidade. Na recepção, a cascata opera como um amplificador com uma porta comum e um ganho de cerca de 12 dB, sua impedância de entrada tem caráter ativo e é constante em uma ampla faixa de frequência. A coordenação com um filtro de quartzo SSB de oito cristais a uma frequência de 9100 kHz é fornecida usando um autotransformador L12.

Esquemas de filtros de quartzo ZQ1 e ZQ2 são mostrados na fig. 3 e 4.

Arroz. 3. O esquema do filtro de quartzo ZQ1

Arroz. 4. O esquema do filtro de quartzo ZQ2

O filtro ZQ1 possui os seguintes parâmetros:

Se ressonadores de quartzo da estação de rádio Granit com frequências de 1 ... 9000 kHz forem usados ​​no filtro ZQ9150, os valores de capacitância no circuito do filtro podem permanecer inalterados.

No filtro ZQ2, a largura de banda pode ser alterada. No modo SSB, é de 2,3 kHz, e no modo CW, quando capacitores de 68 pF são conectados em paralelo com os ressonadores de quartzo, a largura de banda diminui para 800 Hz.

Ao transmitir, a cascata no transistor VT2 é um seguidor de fonte. O modo de operação desta cascata é revertido pela comutação de tensões dos barramentos de controle. Ao receber +15 V no barramento Rx, 0 V no barramento Tx. Ao transmitir 0 V no barramento Rx, +15 V no barramento Tx. As chaves de diodo VD9 e VD10 conectam a extremidade "quente" do autotransformador L12 ao dreno do transistor ao receber ou à sua porta ao alternar para transmissão. O aterramento da extremidade "fria" do autotransformador L12 em alta frequência durante a recepção ocorre através da chave de diodo VD10 e capacitor C5, durante a transmissão - através da chave de diodo VD9 e capacitor C4.

Nos transistores VT5, VT6, é montada a primeira cascata do FI, que possui um ganho de cerca de 20 dB. O circuito P L17C29C30 permite combinar os transistores do circuito cascode e realizar uma filtragem adicional do sinal útil. A carga em cascata é o circuito L16C26. A coordenação com o segundo filtro de quartzo ZQ2 é realizada usando a bobina de acoplamento Lsv. Este filtro é um filtro ladder de 4 cristais com uma largura de banda de 3dB de 2,6kHz. No modo de recepção de sinais de telégrafo, ele é comutado usando um relé do tipo RES-49 para uma banda estreita de cerca de 0,7 kHz conectando capacitores iguais a cerca de 68 pF em paralelo com os filtros de quartzo. A utilização de dois filtros de quartzo ZQ1 com largura de banda de 2,4 kHz e ZQ2 melhorou significativamente a supressão de sinais fora da “transparência” dos filtros, que chegou a 100 dB. A amplificação do sinal principal é realizada em cascata no chip DA1 K224UR4 (K2US248 é a designação antiga). O detector de mistura nos transistores VT8, VT9 não possui recursos especiais. Entre o detector e a entrada do pré-amplificador de baixa frequência no chip DA2, é conectado um filtro passa-baixa D3 tipo ZQ3,4 (das estações de rádio Granit), o que melhora o ruído e os parâmetros seletivos do caminho de recepção. O estágio de saída ULF é montado de acordo com o esquema usual nos transistores VT15, VT16, VT17. Uma chave eletrônica é montada no transistor VT14, com a ajuda da qual a entrada ULF é desviada no modo de transmissão. No modo telégrafo, esta tecla é fechada, o que permite ouvir o sinal de autocontrole durante a transmissão.

O circuito AGC consiste em um pré-amplificador AGC DA3, VT13, um seguidor de emissor VT12, detectores AGC VD18, VD19 e VD24. Um circuito auxiliar de "descarga rápida" com um tempo de descarga de cerca de 11 s é montado no transistor VT17 e no diodo VD0,2.

Quando um sinal útil é recebido, o tempo de descarga do AGC é determinado pelo circuito principal R36C53. Quando o sinal desaparece, ocorre uma descarga rápida de C53 através do diodo VD17 e do transistor VT11. Do seguidor de fonte VT10, a tensão AGC positiva, que aumenta com o aumento da intensidade do sinal, é fornecida aos transistores de controle VT4 e VT7, que controlam a amplificação dos estágios IF. Para implementar o atraso AGC, a fonte do transistor VT6 é conectada a uma fonte de tensão de referência montada no diodo zener VD11 e no resistor R25. No modo de transmissão, os transistores VT4, VT7 são alimentados com tensão de chaveamento de +15 VTX-O BRX, o que praticamente fecha o caminho IF do receptor. Um amplificador ajustável operando no modo de transmissão de sinal SSB ou CW é montado no transistor VT3. O ganho da cascata é ajustado alterando a tensão na segunda porta VT3 e atinge uma profundidade de mais de -40 dB. Se desejado, a tensão ALC pode ser aplicada à segunda porta deste transistor.

Durante a transmissão, o sinal de telégrafo manipulado é amplificado pelo transistor VT3, passa pelos circuitos L15C22 e capacitâncias parasitas do caminho IF fechado do receptor, é misturado no detector com o sinal do oscilador local de referência e entra no ULF para autocontrole. Do mesmo circuito, o sinal SSB ou CW passa pelo filtro de quartzo ZQ1, entra no estágio de casamento VT2, que neste caso funciona como seguidor de fonte, e depois para o mixer VD1 - VD8, que transfere o sinal para a frequência de operação . O sinal convertido é levado do enrolamento L3 para o filtro passa-faixa do nó A2.

No nó A2 (Fig. 5) existem: um atenuador de passo do receptor, um relé de comutação K17, filtros passa-faixa e estágios preliminares do transmissor. No modo de recepção, o sinal do nó A1 é enviado para um atenuador composto por dois resistores P-links: R1R2R3, proporcionando uma atenuação de 10 dB e R4R5R6 - 20 dB. O atenuador é controlado por uma chave no painel frontal do receptor S7 “ATT”, que possui as posições “0”, “10 dB”, “20 dB”, “30 dB”. Os links P são comutados por contatos de relé K13 - K.16 tipo RES-49 (RES-79). Após o atenuador, o sinal passa pelos contatos normalmente fechados do relé K17 (RES-55A) e entra em filtros passa-banda de três circuitos, cuja seleção é feita por seis botões de pressão “Range” (SI - S6) com dependente fixação. A comutação dos filtros de banda é realizada através dos relés K1 - K12 tipo RES-49 (RES-79). Os filtros passa-banda suprimem o canal da imagem em mais de 80 dB.

Fig. 5. Diagrama esquemático dos filtros de potência e passa-banda do pré-amplificador (nó A2)

A utilização de um relé para comutação de filtros passa-banda e de um atenuador deve-se ao desejo de alcançar a maior faixa dinâmica possível, enquanto a comutação por interruptores de diodo (diodos de pino, etc.) um aumento no ruído do caminho de recepção.

Após os filtros passa-banda, o sinal entra no nó A6, discutido anteriormente. No modo de transmissão, a tensão do sinal SSB ou CW proveniente do nó A6 passa por filtros passa-banda na direção oposta e através dos contatos do relé K17 é fornecida a um amplificador de banda larga feito em transistores de micro-ondas VT2, VT3, VT4, onde é amplificado para nível 5...7 Em ef. com irregularidades na faixa de 1,8...35 MHz não mais que 2 dB.

A carga do pré-amplificador é um transformador de banda larga 77 com uma espira em curto-circuito de volume, semelhante aos transformadores de mistura no nó A6. O transformador de banda larga T2 é feito de 16 anéis de ferrite, colocados em um tubo de cobre (o projeto é descrito na revista "Radio" nº 12 de 1984). As cadeias R10R11C6 e R23C14 realizam a resposta de frequência do pré-amplificador. Os resistores R13, R24 são selecionados de acordo com a mínima irregularidade da tensão de saída em toda a faixa de frequências amplificadas. A cascata no transistor VT1 é uma chave eletrônica com um atraso necessário para a comutação do circuito da antena no nó A1.

Nó A1 - amplificador de potência do transmissor (Fig. 6) feito em um poderoso transistor de efeito de campo tipo VTI KP904A. Existem também filtros de banda passa-baixa (circuito P), relés comutados do tipo RES-10.

A tensão do sinal na frequência de operação do pré-amplificador é aplicada à porta do transistor VTI e amplificada para uma potência de saída de cerca de 30 watts. A carga da cascata é um transformador de banda larga feito em um anel de ferrite com uma permeabilidade de 300 NN e um diâmetro de 32 mm de acordo com uma técnica bem conhecida. A corrente máxima de dreno do transistor atinge 2 A. Através dos contatos do relé K13, fechados durante a transmissão, o sinal amplificado passa por um filtro passa-baixa e entra na antena (conector XI). O resistor R5 é usado para definir a corrente inicial do transistor. Através da cadeia R7C31, é realizado um OOS dependente da frequência. O amplificador de potência tem uma linearidade bastante boa. Com a seleção correta da corrente quiescente, as emissões fora de banda são suprimidas para -50 dB.

No modo de recepção do soquete XI, o sinal passa pelo filtro passa-baixa da faixa e pelos contatos normalmente fechados do relé K13 (tipo RES-55A) entra nos filtros passa-faixa da faixa (nó A2).

Como a prática mostrou (mais de 6000 conexões foram feitas no transceptor), os temores de que os relés de potência relativamente baixa no amplificador de potência muitas vezes falhem são infundados, uma vez que todos os seus contatos mudam na ausência de um sinal.

Gerador de alcance suave - nó A3 (Fig. 7) consiste em seis geradores de banda separados, comutados para alimentação na segunda direção (a primeira é para comutação de filtros passa-banda) de interruptores de botão S1 - S6. O gerador é montado diretamente no transistor de efeito de campo VTI usando um circuito indutivo de três pontos. O transistor VT2 é um seguidor de emissor. A carga de todos os seis seguidores de emissor é o resistor R6. A queda de tensão nele, igual a cerca de +5 V, fecha as junções emissoras de repetidores que não funcionam, eliminando assim a influência na frequência do gerador operacional de outros geradores de banda. ..A distribuição das frequências do VFO por faixa e dados do circuito são fornecidas na tabela. 1. As frequências do VFO são selecionadas de tal forma que quando a faixa é alterada, a banda lateral desejada é selecionada automaticamente. Usando os relés K1, K2 (RES-55A), um GPA externo pode ser conectado ao transceptor. A ausência de comutação mecânica, bem como a presença de circuitos separados para cada faixa com a sua cuidadosa compensação térmica, permitiram obter uma boa estabilidade sem recorrer à multiplicação de frequências. Esta construção do oscilador local permite otimizar os níveis de tensão de saída, criar sobreposição de frequência e tornar o valor de desafinação independente para cada faixa.

Tabela 1

Alcance	Frequência GPA, MHz	L1, µg	С3*,pf	Fio	Passo do enrolamento, mm	Nota
1,830 1,930 ...	10,900 11,150 ...	0,8	260	Prateado 0,8	0,5	Estrutura - cerâmica com diâmetro de 12 mm. Enrolamento a quente, tensão com cola BF-2 e secagem 100°С
3,500 3,800 ...	12,600 12,900 ...	0,5	300	mesmo	0,5
7,000 7,200 ...	16,100 16,300 ...	0,25	330	"	0,5
14,00 14,35 ...	4,900 5,250 ...	10	82	PEV 0,41	Particular
21,00 21,45 ...	11,900 12,350 ...	1	140	Prateado 0,8	0,5
28,00 29,00 ...	18,900 19,900 ...	0,5	100	mesmo	0,5

O condicionador de tensão de sinal SSB e CW - nó A4 é mostrado na fig. oito. Um oscilador de cristal de referência com frequência de 9100 kHz é montado no transistor VTI. O transistor VT2 é um estágio buffer a partir do qual o sinal do oscilador de referência é fornecido ao modulador balanceado nos varicaps VD1, VD2 e no transformador T1. O modulador possui alta linearidade e permite suprimir a frequência portadora em pelo menos 50 dB. A cascata no chip DA1 [é um microfone ULF, de cuja saída uma tensão amplificada de baixa frequência é fornecida ao ponto médio do enrolamento L3 do modulador balanceado e através do seguidor de emissor VT6 ao sistema de controle de voz (VOX) . A cascata no transistor VT5 é um oscilador telegráfico local manipulado, estabilizado por quartzo ZQ2. Sua frequência é 800...900 Hz superior à frequência do oscilador local de referência, ou seja, coincide com a banda de “transparência” do filtro de quartzo ZQ1.

Dependendo do tipo de trabalho, telefone ou telégrafo, o seguidor de emissor VT4 é alimentado através dos contatos do relé K1 com tensão de um modulador balanceado (SSB) ou de um oscilador local de telégrafo (CW). A partir da saída do transistor VT4, o sinal é fornecido para posterior conversão para o nó A6 (placa principal). Usando o resistor de sintonia R21, o ganho necessário do microfone ULF é definido, usando os resistores RI8, R15, a frequência da portadora do oscilador local de referência é balanceada. A indutância L1 serve para ajustar a frequência do oscilador local de referência na inclinação inferior do filtro de cristal ZQI.

A operação do transceptor no modo "recepção" ou <transmissão" é controlada pela chave - nó A7 (Fig. 9). A própria chave é feita em transistores poderosos VT5 - VT9. Transistores VT1. VT3, VT4 estão incluídos no o sistema VOX. VT7 - Anti-VOX. C usando o resistor trimmer R1, o atraso de resposta do sistema de controle de voz é definido e RIO é o limite de resposta do sistema VOX. Os resistores R14 definem o limite de resposta do Anti-VOX Os transistores VT10 - VT12 são equipados com um regulador de tensão oscilador local suave de +9 V. Um amplificador S- é montado no medidor do transistor VT13 No modo de recepção, a tensão AGC da placa principal é fornecida à sua entrada através do diodo VD7, e através do diodo VD8 a tensão do nó A1, proporcional à corrente de dreno do poderoso transistor VT1. .

Fig.9. Diagrama esquemático da chave RX - TX, regulador de tensão +9 V e amplificador S-meter (nó A7)

O comutador pode ser controlado a partir de um pedal conectado ao pino 9 do conector XI no modo SSB e CW. No modo CW, pulsos positivos, que são aplicados ao pino 7 do conector XI de uma chave eletrônica de telégrafo automático, afetam o sistema de controle de voz, ou seja, a operação half-duplex do transceptor pode ser executada. As tensões +15 V TX - O V RX são tomadas dos pinos 1,3 do conector X1 e alimentam os nós do transceptor.

Estabilizadores +40 V e +15 V na fonte de alimentação (Fig. 10) feito de acordo com esquemas conhecidos e protegidos por corrente.

O diagrama de conexão dos nós do transceptor é mostrado na fig. onze. A estrutura é feita de chapas de duralumínio de 5 mm de espessura, conectadas com parafusos M2,5 na extremidade. Os painéis frontal e traseiro têm dimensões de 315X130 mm e são fixados entre si por duas paredes laterais de 270X130 mm.

As paredes laterais são instaladas a uma distância de 40 mm das bordas dos painéis frontal e traseiro, formando adegas nas quais as placas de circuito impresso são colocadas: à esquerda - a placa do nó A2, à direita - nós A7, A5 (telégrafo eletrônico chave). Entre as paredes laterais, a uma altura de 40 mm da borda inferior dos painéis frontal e traseiro, é fixado um sub-chassis de 225X150 mm. Placas de oscilador local A2 e shaper A4 são instaladas em cima dele. Abaixo, no porão, está a placa principal A6 e, entre as paredes laterais, a uma altura de 25 mm das bordas inferiores dos painéis frontal e traseiro, há um segundo subchassi de tamanho 225X80 mm. Possui um transformador de alimentação na parte superior direita e uma placa estabilizadora de +40 V e +15 V na parte inferior, no porão. As Figuras 12, 13 e 14 mostram as dimensões dos painéis frontal, frontal e traseiro do transceptor .

O conjunto do amplificador de potência está localizado em uma caixa blindada de 115x90x50 mm, que é anexada, junto com o transistor de potência do estágio de saída, à esquerda acima do segundo subchassi no painel traseiro do transceptor. No painel traseiro, há um radiador com 29 nervuras de 15 mm de altura para transistores de estágio de saída potentes e estabilizadores de tensão. As dimensões do radiador são 315x90 mm.

Fig.12. Painel frontal do transceptor

Fig.13. Painel frontal do transceptor

Fig.14. Painel traseiro do transceptor

As placas dos nós A2, A4, A5, A6, A7 são removíveis. Eles são conectados ao chicote de fiação usando conectores do tipo GRPPZ-(46)24SHP-V. A placa do oscilador local suave está alojada em uma caixa blindada.

A placa principal A6 é feita de fibra de vidro de dupla face com espessura de 1,5 ... 2 mm e dimensões de 210X 137,5 mm. A camada de alumínio na lateral das peças não é removida. Os fios das partes conectadas ao gabinete são soldados à folha em ambos os lados da placa, formando um terra comum. Os furos restantes nas laterais das peças são escareados para evitar um curto-circuito em um fio comum.

A placa de circuito impresso do nó A6 é mostrada na fig. quinze

Os filtros de quartzo são feitos em. caixas de latão blindadas e bem soldadas separadas em ressonadores tipo B1 das estações de rádio Granit.

Na fig. 16, 17 mostra as placas de circuito impresso dos nós A4 e A7 e a colocação dos elementos nelas.

Fig.16. Nó A4

Fig.17. Nó A7

Capacitor variável - seis seções da estação de rádio R-123. Os circuitos do oscilador local estão localizados diretamente nas seções de capacitores separados por divisórias. É possível usar capacitores variáveis ​​de estações de rádio R-108. Nesse caso, dois capacitores são usados ​​e, usando o equipamento existente, eles são conectados de forma síncrona, permitindo que você crie um GPA de oito bandas.

O transceptor usa resistores fixos do tipo MLT-0,125 (MLT-0,25), resistores de sintonia do tipo SP4-1. Relé - RES-55A (RS4.569.601), RES-10 (RS4.524.302), RES-49 (RS4.569.421-07). Resistores variáveis ​​tipo SPZ-12a. Capacitores tipo KM, KLS, K50-6.

Bobinas de alta frequência de 50 μH são enroladas em anéis de ferrite F-1000NN K7X4X2 e têm 30 voltas de PELSHO 0,16, e bobinas de 100 μH têm cerca de 50 voltas.

Os dados do circuito do filtro passa-banda são fornecidos em mesa 2. O diâmetro de todas as bobinas aqui é de 5 mm, o núcleo é SCR tipo SB12A.

Tabela 2

Elemento	1.8 MHz		3.5 MHz		7 MHz		14 MHz		21 MHz		28 MHz
	número de voltas	fio	número de voltas	fio	número de voltas	fio	número de voltas	fio	.número de voltas	fio	número de voltas	fio
L4	6	PEV 0,21	3,5	PEV 0,21	3	PEV 0,21	2,5	PEV 0,21	2	PEV 0,21	1,5	PEV 0,21
L1	38	PEV 0,16	27	PEV 0,21	21	PEV 0,21	16	PEV 0,41	10	PEV 0,61	10	PEV 0,61
L2	38	"	27	"	21	"	16	"	10	"	10
L3	38	"	27	"	21	"	16	"	10	"	10	"
L5	6	PEV 0,21	3,5	PEV 0,21	3	PEV 0,21	2,5	PEV 0,21	2	PEV 0,21	1,5	PEV 0,21
	Capacidade, pF		Capacidade, pF		Capacidade, pF		Capacidade, pF		Capacidade, pF		Capacidade, pF
S1	510		390		270		120		91		68
S2	510		390		270		120		91		68
C3	510		390		270		120		91		68
S4	15		12		5,1		3,3		22		1,5
S5	15		12		5,1		3,3		22		1,5

 

В Tabela 3 dados de enrolamento de outros elementos são fornecidos.

Tabela 3

Nó	Designação	Número de voltas	Estrutura, núcleo magnético	Fio	Nota
A1	L1	20	0 20	PEV 0,2	Enrolando no mandril, sem moldura. O passo do enrolamento é selecionado ao definir
	L2	15	"	"
	L3	10	"	"
	L4	7	"	"
	L5	5	"	"
	L6	4
A2	L1	5	M1000NM	PELSHO 0,31	É realizado de acordo com o projeto de um transformador com espira volumétrica. O projeto é descrito em "Radio" 1984, No. 12
	L2	2X6	K10X6XZ	MGTF 0,14
	L3	2	anel 8x2	Tubo de cobre
	L4	1	M600NM K 10X6X3
A4	L1	15	0 5 mm, ser. SCR	PELSHO 0,21	L3 - em dois fios, L4 - uniformemente sobre L3
	L3	2X15	20VCh K10H6HZ	PELSHO 0,18
	L4	20
A6	L1	5	M1000NM	PELSHO 0,31	Igual ao 2T1
	L2	2X6	K10X6X3
	L3	12	m1000HM	PELSHO 0,21	"
	L4	2X12	K10X6X3
	L5	12
	L6	12	"	PELSHO 0,21	"
	L7	12
	L9	16	20VCh K10H6HZ	PELSHO 0,21
	L12	14X2	M1000NM K10H6HZ	PELSHO 0,21	Enrolamento em dois fios
	L16, LI5	29	Diâmetro 5 mm H = 20 mm	PELSHO 0,16	Enrolamento comum, tela 16X16X
	L18	Lsv \u4d XNUMX voltas	Núcleo SCR	"	X25 mm
	L17	40	"	"	"
A6	L19	2X10	20VCh K10H6HZ	PELSHO 0.21	Enrolamento trifilar
	L20	10
A1	L7L8	2X9	m300nnK32X16X8	MGF 0.14	Enrolamento com 6 fios firmemente torcidos, 3 fios em paralelo

Os contornos dos filtros passa-faixa são colocados em telas de alumínio com dimensões de 20x20 mm e altura de 25 mm.

O transformador da fonte de alimentação com uma potência total de cerca de 70 W é enrolado em um circuito magnético de anel de fita OL50 / 80-40. O enrolamento primário é enrolado com fio PEV-2 0,41 e contém 1600 espiras. O enrolamento secundário é enrolado com fio PEV-2 1,5 e contém 260 espiras.

O transistor KP905 no nó A6 pode ser substituído pelo KP903A. Configuração do transceptor. Antes de instalar os elementos nas placas, é necessário verificar sua manutenção. Primeiro, cada placa é configurada separadamente. Para isso, uma fonte de energia separada e os dispositivos necessários são usados.

É aconselhável realizar a configuração na seguinte sequência :

Nó A7. O coletor do transistor VT1 é conectado a um fio comum e o resistor R7 é selecionado de modo que a tensão residual no coletor do transistor VT6 não seja superior a +0,3 V. As conexões são restauradas. A seleção de resistores R8. R9 define no coletor VT9 uma tensão próxima de zero, mas não superior a +0,3 V. Os pinos 1, 3 no conector XI devem ser carregados quando sintonizados em resistores com resistência de cerca de 30 ohms e potência de dissipação de pelo menos 5 watts .

Nó A3. A configuração dos geradores de faixa consiste em configurar a frequência de geração indicada na tabela. 2, usando os capacitores C2, C3 e o número de voltas da indutância L1 (a derivação da bobina é tirada de 1/4-1/5 das voltas). O capacitor C4 é selecionado para ser mínimo, controlando a estabilidade da geração. Ao selecionar C5, a desafinação de frequência necessária é estabelecida. Por fim, é realizada uma cuidadosa compensação térmica do circuito utilizando o capacitor C3, composto por grupos com diferentes TKE. Durante a compensação térmica, a caixa GPA aquece até 35...40 °C. A tensão de saída no resistor R6 deve ser 0,15...0,2 Veff.

Nó A4. A tensão de RF no dreno do transistor VT3, fornecida ao modulador, deve ser de cerca de 2 Veff. A tensão LF na saída do microcircuito DA1 deve ser de 1 ... 1,5 A, quando a tensão é aplicada à entrada do microfone de um gerador de som com frequência de 1000 Hz e amplitude de 3 ... 5 mV. O modulador é configurado da seguinte forma: primeiro, conectando um milivoltímetro de RF ao emissor VT4, usando C26, o circuito L3C26VD1VD2 é sintonizado em ressonância para o sinal máximo. Em seguida, a entrada do amplificador de microfone é curto-circuitada e, por ajuste sequencial dos resistores R18, R15, o modulador é balanceado para supressão máxima da frequência portadora na tensão de RF mínima no emissor VT4.

A configuração do oscilador manipulado é definir a frequência do oscilador de cristal ZQ2. Deve ser maior que a frequência do oscilador de referência em 800...900 Hz (controlado por um frequencímetro nos pinos 5, 28 do conector XI). O valor da tensão de saída neste ponto deve ser de cerca de 0,3 V, .. tanto no modo telégrafo quanto no telefone (ao pronunciar um alto "a ... a"). Na saída do seguidor de emissor VT2, a tensão do oscilador de referência deve ser 1,5 ... 1,8 Veff.

Nó A6. A configuração da placa começa com o receptor ULF. Sua sensibilidade deve ser de 5...10 mV em volume de saída normal. O detector VT8, VT9 é balanceado quando a tensão do oscilador local de referência é aplicada e a entrada está em curto ajustando o resistor R31 para minimizar o ruído na saída IF. A configuração do IF não possui características especiais e consiste em configurar os circuitos para a frequência média do filtro de quartzo (com o sistema AGC desabilitado, o pino 11 do conector X1 está em curto com o terra). Na saída do sistema AGC (pino 13 do conector XI), a tensão constante deve atingir um valor positivo de cerca de +5 V quando uma tensão de cerca de 75 ... 30 mV é aplicada à sua entrada (capacitor C40) do gerador de som.

A tensão GPA fornecida ao modulador balanceado (no enrolamento L7) deve ser 1,3 ... 1,5 Veff. Ao transmitir, a tensão do sinal SSB ou CW na fonte do transistor VT2 não deve exceder 0,3 Veff. As tensões constantes nos coletores dos transistores VT4 e VT7 têm um valor de +9 V e +2,6 V, respectivamente. Neste caso, a tensão GPA deve ser aplicada ao mixer. Quando um sinal de entrada é aplicado ao enrolamento L3 de um gerador de RF com um valor de cerca de 1 mV, as tensões nos coletores desses transistores diminuem para +0,4 V e +0,3 V, respectivamente. O sistema AGC está ligado. Após configurar a placa principal, sua sensibilidade da entrada deve ser de 0,2 ... 0,3 μV.

Atenção especial deve ser dada ao alinhamento filtros de quartzo com estágios IF. Ao configurar filtros de quartzo, deve-se levar em consideração que seus parâmetros são altamente dependentes das capacitâncias do circuito de medição conectado em paralelo com as entradas e saídas dos filtros. Por esta razão, recomenda-se ajustar os filtros usando o circuito de medição mostrado na fig. 18. Neste caso, as capacidades C12 nos filtros de oito cristais e C4 nos filtros de quatro cristais devem ser temporariamente dessoldadas.

Arroz. 18. Diagrama esquemático do dispositivo para medição e configuração dos filtros de quartzo ZQI e ZQ2

Nó A2. Os filtros passa-banda são ajustados de acordo com uma técnica bem conhecida, mas neste caso é necessário carregar suas entradas e saídas com resistores de 75 ohms. Um amplificador de banda larga baseado nos transistores VT2, VT3, VT4 é primeiro ajustado para corrente contínua. A tensão constante no coletor VT3 é de +15 ... 20 V, a corrente quiescente do transistor deve ser de cerca de 70 ... 80 mA. Então, usando os resistores R13, R24, a irregularidade da tensão de saída é verificada e selecionada quando um filtro passa-faixa do GSS é fornecido com um sinal de 100 ... 150 mV na faixa de 1,8 ... 30 MHz. Ao mesmo tempo, uma capacitância de cerca de 24 pF é conectada em paralelo ao resistor R270 ​​​​(a capacitância de entrada de KP904A é simulada). A tensão de saída de RF deve ser 5-7 Veff.

Nó A1. O equivalente a uma antena de 75 Ohm com potência de pelo menos 30 W é conectado à saída da cascata e o valor da potência de saída é verificado. Os filtros passa-banda devem ser pré-ajustados usando o método de ajuste "frio". A corrente "restante" do transistor KP904A deve ser de cerca de 200 mA. Seu ajuste é feito pelo potenciômetro R5.

Após o ajuste cuidadoso de nós individuais, um ajuste abrangente do transceptor é realizado em todos os modos de operação - "recepção", "transmissão", "tom".

Literatura:

1. Os melhores desenhos das 31ª e 32ª mostras de criatividade radioamadora. M. DOSAAF, 1989 p.58-70

Autor: A. Pershin UA9CKV; Publicação: N. Bolshakov, rf.atnn.ru

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