Oscilador de cristal estável de baixo ruído para microondas e conversores. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica

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Em conexão com o uso por radioamadores de tipos de modulação de banda estreita CW, SSB, NBFM até 411 GHz, é especialmente importante garantir alta estabilidade da frequência do oscilador local em transversores de microondas. Um problema menos conhecido é o ruído de fase, e a maioria dos projetos de osciladores de rádio amador têm níveis de ruído excessivos que reduzem a faixa dinâmica dos transversores. Esses problemas são divulgados e as formas de resolvê-los são propostas em 5 seções principais do artigo. Na seção que explica o problema do ruído de fase, observa-se que os osciladores transversores de ondas milimétricas normalmente operam em frequências em torno de 100 MHz e seu nível de ruído de fase é um parâmetro muito crítico, porque. um passo de duplicação adicional aumenta o nível de ruído no sinal em 6 dB. Assim, por exemplo, a duplicação sucessiva de uma frequência de quartzo de 100 MHz para 10 GHz aumentará o ruído de saída em quase 40 dB e até 250 GHz - em 68 dB ou mais.

Os circuitos comuns de osciladores de cristal fornecem um nível de ruído de fase não inferior a -155 dB / Hz em relação ao nível da portadora (em termos de potência). A multiplicação para 245 GHz degradará este parâmetro no sinal de saída para -87 dB/Hz. Ao usar NBFM, por exemplo, o nível de ruído na banda de 16 kHz será (-87 + 42) dB, ou seja, apenas 45 dB abaixo da portadora. Nesse caso, o alcance dinâmico do receptor será de apenas 45 dB e, no modo de transmissão, o ruído de banda larga irradiado será 45 dB menor que o nível do sinal principal.

Na seção "Melhorando a Estabilidade", é mostrado que os ressonadores de quartzo têm uma instabilidade de temperatura de ±10 ppm (10^-5) de 0°С a +70°С. Isso corresponde a ±100 kHz a 10 GHz, ao multiplicar um sinal de 100 MHz. A compensação de temperatura pode atingir instabilidade não pior que 0,3 ppm (3 * 10^-7) ou ±3 kHz a 10 GHz, ou ±7 kHz a 24 GHz, ou ±75 kHz a 250 GHz. Um sistema PLL com um oscilador de referência correspondente ao padrão de frequência de rubídio ajudará a garantir a instabilidade "de pedra" do oscilador local.

Esses geradores foram usados ​​​​em instrumentos de radionavegação obsoletos e podem ser encontrados em lojas ilíquidas americanas. Eles têm uma instabilidade de temperatura de ±10-9 ou 0,001 ppm e permitiram ao autor alcançar uma instabilidade de longo prazo de ±250 Hz após multiplicação na banda amadora de 241...250 GHz. Na seção "Redução de ruído de fase", usando o exemplo de um circuito oscilador de quartzo Butler tradicional em um transistor bipolar, é mostrado (Fig. 1) que o nível de ruído no sinal de saída determina principalmente o ruído da entrada do transistor , ao qual o sinal do ressonador de quartzo é aplicado e diminui visivelmente após aumentar a resistência esta entrada.

Figura.1

45, o nível de ruído é de -155 dB/Hz, e após substituir o bipolar 2N5179 por um transistor de efeito de campo de porta comum J310, o autor obteve um nível de ruído de fase de -172 dB/Hz. A seção "Circuito VCO" apresenta um circuito de um oscilador controlado por tensão (Fig. 2) - o nó principal de um oscilador de cristal PLL de baixo ruído (oscilador de cristal de bloqueio de fase de baixo ruído - LNPLXO) desenvolvido pelo autor.

Figura.2

O estágio amplificador de porta comum em Q1 fornece uma alta impedância de entrada para o sinal do ressonador de quartzo Y1, e o seguidor de emissor Q2 fornece uma baixa impedância de saída de VCO e, consequentemente, uma baixa resistência do circuito de acionamento do ressonador. Y1 é excitado no quinto harmônico da ressonância em série, tem um corte AT e C0=30 pF, R0<60 Ohm. O circuito L1C1C2 seleciona o harmônico necessário. R14 desvia para melhorar a linearidade e define o ganho necessário do circuito gerador POS. O circuito D2C9R2R3 limita a amplitude do sinal de saída não distorcido. O ponto de conexão R2R3 é definido como 1,6 V. Quando o pico do sinal de RF no dreno de Q1 atingir -2 V, D2 abrirá e limitará o aumento adicional na amplitude do sinal de saída sem alterar o ponto de operação de Q1, que tem um efeito positivo na linearidade e nas características de ruído do gerador. Usando R2, você pode escolher o nível do sinal de saída de forma que não mais que 1 mW seja dissipado em Y1. Para garantir que o efeito de carga no VCO seja mínimo, o sinal de saída é obtido do coletor Q2 usando um transformador T1 9:1. O sistema PLL para LNPLXO (Fig. 3) é feito de acordo com o esquema padrão.

Figura.3

Sua base é U1 (MC145158), incluindo um divisor de frequência R de um sinal de um oscilador de referência de rubídio altamente estável (entrada 1/U1); DPKD para frequência VCO pré-dividida pelo chip U2 em 20/21 (MS12019) ou 32/33 (MS12015) (entrada 8/U1); detector de fase - saída 5/U1. O sinal do detector de fase é alimentado ao LPF R19C13, cujos parâmetros não correspondem exatamente às recomendações da Motorola e foram selecionados experimentalmente levando em consideração o alto fator de qualidade do quartzo no VCO (Fig. 46). O sistema PLL é controlado pelo microcontrolador PIC16F83 (U4), cujo programa de controle (arquivo STEP1199.ZIP) pode ser encontrado em arrl.org/files/qex/. Para o conversor de 24,192 GHz, o autor utiliza um misturador de diodo antiparalelo, enquanto o heteródino deve operar na metade da frequência, igual a 11,448 GHz com FI de 1296 MHz. Para obter 46 GHz do sinal LNPLXO (Fig. 47, 95,4) com frequência de 11,448 MHz, é necessário um multiplicador por 120. Isso é resolvido pela multiplicação sucessiva por 2, 3,4 e 5.

Autor: John Stephensen (KD6OZH); Publicação: N. Bolshakov, rf.atnn.ru

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