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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Fonte de alimentação chaveada para UMZCH. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Amplificadores de potência a transistor As vantagens de uma fonte de alimentação comutada em comparação com uma fonte de alimentação de rede do tipo clássico com uma potência de 150 W são óbvias: peso e dimensões significativamente menores. Com o projeto e instalação corretos, qualquer interferência perceptível e o fundo da rede elétrica CA são excluídos tanto no UMZCH quanto no sistema de áudio como um todo. Uma descrição detalhada do estabelecimento de uma fonte de alimentação pulsada também será útil na fabricação de um conversor mais potente com várias tensões de saída. Ser ou não ser comutação de fontes de alimentação (SMPS) em UMZCH? Tal questão sacramental em relação a esta classe de dispositivos não é de forma alguma acidental. Isso também é evidenciado pela discussão dos radioamadores no fórum do site da revista, dedicado à publicação [1]. A maioria dos participantes da discussão ainda considera justificado o uso do SMPS no UMZCH. Mas há uma desvantagem no projeto do transformador de pulso SMPS [1], à qual os participantes da discussão não prestaram atenção. Seu enrolamento primário é enrolado em dois fios. Embora o acoplamento magnético das espiras neste caso seja máximo, ele é alcançado de forma arriscada. Em todas as voltas adjacentes, a diferença de potencial efetiva atinge a tensão de rede retificada (cerca de 300 V). O isolamento de laca dos condutores é capaz de suportar tal impacto, mas o que pode acontecer depois de alguns anos de operação? Mesmo na ausência de sobreposição de condutores (e isso não está excluído), seu inevitável deslocamento mecânico durante o aquecimento e resfriamento após cada ligação pode enfraquecer significativamente a rigidez dielétrica do isolamento e, então ... na melhor das hipóteses, o fusível vai “queimar”. Nesse caso, o uso do fio PELSHO ao invés do PEV-2 recomendado pelo autor é mais justificado. Em geral, o projeto de circuito proposto é bastante viável. Alguma vantagem (com exceção da limitação de potência de conversão) sobre o conversor de pulso proposto em [1] é fornecida pelo flyback SMPS. Apenas um transistor de comutação, estabilização efetiva da tensão de saída com mudanças na tensão e carga da rede, alta capacidade de fabricação dos enrolamentos para o circuito magnético em forma de W em comparação com o anel (toroidal) - estão longe de toda a gama de vantagens de tal conversor. Cerca de quatro anos se passaram desde a publicação do referido artigo, durante este período outras variantes de circuitos do SMPS foram propostas na revista, em particular [2-4]. No mesmo artigo, proponho uma variante desse dispositivo com saída multicanal. Os principais parâmetros
O valor eficaz da ondulação da tensão de saída foi medido com um milivoltímetro VZ-48A. A faixa operacional da tensão de entrada caracteriza a possibilidade de operação de longo prazo do SMPS no intervalo especificado e a capacidade de neutralizar quedas e surtos de curto prazo na tensão da rede sem degradar os parâmetros fornecidos. No entanto, deve-se lembrar que o dispositivo não pode ser ligado em uma tensão de rede abaixo de 170 V. O conversor flyback opera em um fluxo magnético intermitente em um transformador de pulso, o ciclo de trabalho máximo dos pulsos de comutação é 0,45 (na tensão de rede mínima ). Retificadores de tensão de saída mais potentes (canais 1, 2) são projetados para alimentar os estágios de saída da ponte UMZCH e os de baixa potência (canais 3, 4) - para os circuitos do amplificador de entrada no amplificador operacional. Dispositivo e design Considere o funcionamento do dispositivo de acordo com o diagrama de circuito mostrado na Fig. 1.
Tanto o circuito em si quanto os elementos usados com sua possível substituição foram descritos em detalhes em [2–4], e nenhum comentário adicional é necessário aqui. No entanto, é necessário descrever com mais detalhes o método usado aqui para ligar o loop de controle secundário, pois é importante levar em consideração suas características ao configurar um SMPS. Com pequenas simplificações, o processo de estabilização da tensão de saída através do loop de realimentação secundário pode ser representado da seguinte forma. Como elemento de rastreamento em dispositivos semelhantes, é usado o chamado estabilizador de tipo paralelo - um microcircuito DA2 KR142EN19A (analógico de importação - TL431 com qualquer índice de letras). A carga do microcircuito é o resistor de lastro conectado em paralelo R17 e o diodo emissor (terminais 1, 2 do optoacoplador U1) com o resistor limitador de corrente R18. O resistor de lastro cria a carga mínima necessária para o funcionamento normal do microcircuito. A tensão de saída através de um divisor resistivo ajustável R14-R16 é aplicada à entrada de controle do microcircuito (pino 1). Para garantir uma margem de regulação, o divisor é calculado de forma que na entrada de controle do microcircuito na tensão nominal de saída do SMPS, o intervalo de tensão definido pelo resistor de ajuste R15 seja de cerca de 2,5 ± 0,25 V. Suponha que, no pico do volume do fonograma, a corrente consumida pelo UMZCH aumente drasticamente e, devido ao aumento da queda de tensão no enrolamento IVa e no diodo retificador VD6, a tensão de saída da fonte de +35 V diminuirá . Consequentemente, a tensão na entrada de controle do microcircuito DA2 (pino 1) diminuirá e a corrente através do resistor de lastro e do diodo emissor diminuirá drasticamente. A resistência equivalente da seção coletor-emissor do fototransistor acoplado opticamente ao diodo emissor aumentará. Como essa resistência está conectada em paralelo com o resistor R3, que é o braço superior do divisor resistivo de tensão, a tensão na entrada do amplificador de sinal de erro (+2,5 V no pino 2 de DA1) diminuirá. O amplificador de sinal de erro compensará imediatamente essa diminuição na tensão de entrada aumentando o ciclo de trabalho dos pulsos de comutação e, assim, restaurará o valor de tensão anterior na saída do dispositivo. Os recursos do dispositivo também devem incluir as fontes de tensão de saída multicanal. O controle e a regulação da tensão de saída são realizados apenas em um canal, mas uma forte conexão magnética entre todos os enrolamentos secundários permite estabilizar efetivamente a tensão em cada canal com um controlador PWM. A placa de circuito impresso do dispositivo é mostrada na fig. 2.
Entre os recursos de design do IIP, devem ser observados os seguintes. O nó A1 do controlador SHI (desenho de sua placa - na Fig. 3) é conectado à placa principal usando um conector unificado de quatro pinos X1, semelhante aos usados nas TVs USCT. Os parafusos de montagem entre a placa principal e o dissipador de calor fornecem sua conexão elétrica com o fio comum do SMPS. O transistor de comutação VT1 é instalado através de uma placa de mica em um dissipador de calor com nervuras com dimensões de 70x45x24 mm. A placa controladora A7,5 é fixada ao mesmo dissipador de calor com dois parafusos em racks tubulares de 1 mm de altura. O microcircuito DA1, instalado na placa através do painel adaptador, é pressionado firmemente contra o dissipador de calor pela superfície do dissipador de calor do gabinete. O uso da pasta de organosilicon condutora de calor KPT8 permite que o controlador monitore a temperatura operacional do transistor e desligue automaticamente o SMPS em situações de emergência quando ele superaquecer. Quando montado na placa A1, o transistor VT1 é soldado com condutores pré-formados de forma que seu plano fique paralelo à superfície da placa, e o flange de metal da caixa do transistor fique voltado para o dissipador de calor conectado por uma placa de fixação e dois parafusos adicionais. A própria placa A1 também enfrenta o dissipador de calor com o lado onde estão localizados os elementos. Os capacitores C9, C10 são soldados diretamente aos contatos correspondentes do painel do lado dos condutores impressos.
Na placa principal, o optoacoplador U1 também é instalado através do painel adaptador. Uma tensão de +35 V é fornecida ao circuito de controle secundário por meio de um dissipador de calor conectado eletricamente ao cátodo do diodo VD6, o que possibilitou a dispensa de um jumper adicional na placa de circuito impresso. Na versão do autor, foi utilizado um radiador com nervuras com dimensões de 40x20x18 mm, que era feito anteriormente para transistores P213-P217. Como dissipador de calor, você também pode usar produtos laminados de alumínio em forma de U com espessura de 1,5 ... 2 mm e dimensões de 100x40 mm. O diodo é soldado na placa de forma que seu flange de metal, conectado eletricamente ao cátodo, fique voltado para o dissipador de calor e, em seguida, pressionado com dois parafusos. O mesmo dissipador de calor é adequado para o diodo VD7. O dispositivo não precisa de resfriamento forçado adicional. Resistor Trimmer R15 - tipo SPZ-16V. Com os capacitores de filtro de óxido selecionados (série CarXon ou similar), o nível necessário de ondulação da tensão de saída é totalmente fornecido por indutores de alta frequência padrão, e não há necessidade de fabricar outros. Chokes DM-2 são usados em canais 35x2,4 V, e DM-2 em canais 15x0,6 V. Todas essas bobinas são instaladas perpendicularmente à placa principal. Para o indutor L2, é utilizada uma peça de ferrite tubular de 10 mm, que é utilizada, em particular, nos indutores nomeados. Um fio PEV-2 0,72 é passado pelo orifício axial do tubo e, a seguir, cada extremidade é dobrada 180 ° de sua posição original, formando assim um loop fechado. Este indutor suprime efetivamente as oscilações de alta frequência que ocorrem no transformador quando o transistor de comutação é ligado e desligado e também elimina a auto-excitação em malhas de controle. O transformador de pulso do dispositivo e seus outros elementos principais são calculados usando o programa especializado VIPer Design Software, descrito em detalhes em [4]. A indutância do enrolamento primário do transformador em uma frequência de conversão de 50 kHz deve corresponder a 420 ... 450 μH. A placa de circuito impresso do dispositivo foi projetada inicialmente para um transformador com circuito magnético Sh10x10 feito de ferrite M2500NMS1 com painel de contatos padrão (pinos 1'-6', 7-12). Mas então o tabuleiro foi complementado com os pads 1-6. O problema de selecionar um transformador como um dos principais elementos que determinam a confiabilidade de todo o dispositivo surgiu para o autor devido ao fato de que em uma das empresas metropolitanas, sob o disfarce de um circuito magnético Sh10x10 feito de ferrita M2500NMS1, ele foi vendido um circuito magnético do mesmo tamanho sem marcação de fábrica. No transformador, esquentou tanto que o aumento de temperatura claramente não se encaixou na tolerância de projeto. A frequência operacional da conversão foi variada e, consequentemente, o número de voltas, a ordem dos enrolamentos, o diâmetro dos condutores e tudo sem sucesso. À medida que o volume de resultados negativos se acumulava, amadureceu a ideia de comparar a resistência elétrica do circuito magnético existente com a ferrita M3000NMS2 (W 12x20). Os resultados da medição confirmaram o palpite: a resistência elétrica medida pelo dispositivo Ts4341 não dependia muito da posição relativa dos eletrodos de medição aplicados e, para o material do condutor magnético "falso", era de 0,9 ... 1,2 kOhm e para o ferrite M3000NMS2 - 2 ... 3 kOhm A literatura de referência indica que a resistividade elétrica de M2000NM1 é de 0,5 Ohm-m e M2500NMS1 (M3000NMS2) é de 1 Ohm-m. Como resultado, uma das empresas que vendem componentes importados, entre os muitos componentes, escolheu o transformador de pulso mais barato para TVs SAMSUNG (número decimal P/N 5106-061101-00) com tamanho de circuito magnético ER42/22/15 e não - folga magnética de 1,3 mm (fator de indutância medido de cerca de 180 nH por volta). A resistência elétrica específica do material acabou sendo quase a mesma da ferrita M3000NMS2 (W 12x20). Para uso no IIP de tais e outros transformadores prontos, são realizadas as seguintes operações tecnológicas. Antes da desmontagem, a tela eletrostática é removida do transformador e, a seguir, totalmente imersa em acetona ou outro solvente e mantida nela por três dias. Após tal operação, o quadro com enrolamentos deve se mover ao longo do núcleo central do circuito magnético sem aplicar esforços significativos. Este núcleo magnético é preso em uma morsa através de espaçadores de papelão do lado oposto aos terminais. Dois poderosos ferros de solda aquecem até 100 ... 120 ° C os locais de colagem das juntas das duas metades do circuito magnético e, através do mandril em forma de U, aplique um leve golpe com um martelo na estrutura com os enrolamentos voltados para os condutores do transformador. Como resultado do impacto, as metades do circuito magnético devem se separar. Resta rebobinar os enrolamentos de acordo com os dados fornecidos no artigo. Uma margem significativa na seção transversal da janela do circuito magnético permite o uso de fios de enrolamento de diâmetro maior e, se necessário, aumentar a potência de saída do SMPS. Também é possível utilizar um transformador com circuito magnético Ø12x20x21 feito de ferrite M3000NMS2, utilizado na comutação de fontes de alimentação para TVs USCT. Além disso, a potência de saída do SMPS neste caso pode ser significativamente aumentada sem alterar a parte elétrica do dispositivo. Mas um transformador com potência nominal de 120 W (máximo 180 ... 200 W) deverá ser calculado de acordo com as recomendações de Yu Semenov [2]. Nesta modificação, alguns elementos do tabuleiro terão que ser ligeiramente deslocados. No circuito magnético do transformador de pulso do PSU da TV SAMSUNG, usado pelo autor, 17 voltas são primeiro colocadas em dois fios PEV-2 0,57 (enrolamento la), então, após o isolamento entre enrolamentos, os enrolamentos IV6 e IVa são enrolados (segunda e terceira camadas - 21 voltas cada) fio PEV-2 1,0 e novamente enrolando o isolamento. Na quarta camada, em dois fios PEV-2 0,41 "descarregado" - 9 voltas dos enrolamentos Shb e Sha. Depois de enrolar o isolamento, a 5ª camada é de 8 voltas com fio PEV-2 0,12 (novamente "em descarga") do enrolamento II. A 6ª e a 7ª camadas são enroladas 16, compostas por 17 e 16 voltas, respectivamente, em dois fios PEV-2 0,57. As seções Ia e 16 do enrolamento primário são conectadas soldando os pinos correspondentes no pino 2 (2'), que é encurtado em alguns milímetros para não interferir na instalação do transformador na placa. A conclusão 2 não é soldada à placa. Após a colagem do núcleo magnético, uma tela é instalada no transformador acabado - uma bobina de folha de cobre de 15 mm de largura, cobrindo a parte central da bobina. Como mostraram experimentos com outros circuitos magnéticos, ao usar o circuito magnético Sh10x10 (M2500NMS1) com uma folga não magnética de cerca de 1 mm, o número de voltas nos enrolamentos será o mesmo do circuito magnético "coreano". Além disso, uma lacuna construtiva não magnética de 1 mm no núcleo central pode ser substituída por espaçadores getinax de 0,5 mm de espessura entre as hastes laterais de um circuito magnético convencional. Ao mesmo tempo, a indutância de vazamento do transformador aumenta de 4 para 6 μH, mas o pico de tensão no dreno causado por ele no momento em que o transistor de comutação IRFBC40 é desligado ainda está longe de seu valor limite de 600 V. Estabelecimento de uma UPS Se a instalação do dispositivo for realizada sem erros e forem utilizados elementos reparáveis, seu ajuste se resume ao ajuste da tensão de saída (seleção do modo de operação do optoacoplador). No entanto, é impossível excluir completamente a possibilidade de falha do SMPS quando ele é ligado pela primeira vez; portanto, consideraremos o processo de ajuste com mais detalhes. As informações fornecidas aqui também serão úteis ao configurar um SMPS autoprojetado com outras tensões de saída. Em primeiro lugar, antes de instalar um transistor de efeito de campo, verifique se ele está funcionando. Como fazer isso foi descrito em detalhes, por exemplo, em [5] e outros artigos publicados na revista. Em seguida, com o auxílio de um dispositivo universal para testar o SMPS [5], com o nó controlador A1 desligado, verifica-se o correto faseamento dos enrolamentos do transformador e a operacionalidade dos retificadores de saída. Para que a frequência operacional do dispositivo corresponda à frequência de conversão necessária (50 kHz), basta soldar outro capacitor de 220 pF em paralelo ao capacitor de ajuste de frequência de 120 pF no dispositivo. Nesse caso, as tensões de saída do SMPS corresponderão aproximadamente às exigidas. Na saída do dispositivo, estão incluídos resistores, cujas resistências são aproximadamente equivalentes a metade da carga. Em cada um dos canais 2x15 V, podem ser lâmpadas incandescentes com corrente operacional de 0,1 ... 0,2 A, permitindo controlar visualmente a aparência das tensões de saída. Nos canais 2x35 V, dois resistores conectados em série com uma resistência de 33 Ohm (PEV 25 W) são usados como carga. O próximo passo é verificar a integridade do controlador e controlar o funcionamento do SMPS com o loop de controle primário, para o qual o circuito secundário é temporariamente desligado, colocando o controle deslizante do resistor R15 na posição inferior de acordo com o diagrama e removendo o optoacoplador U1 do painel. Ao estabelecer um SMPS, é necessário monitorar constantemente a tensão de saída com um voltímetro. Seu valor de 36 V é o máximo permitido para o chip DA2, e a tensão reversa nos diodos retificadores VD6, VD7 também está se aproximando do máximo permitido. Para identificar a margem de força elétrica do dispositivo, o autor aumentou deliberadamente essa tensão por vários minutos para 45 V. Mas a operação a longo prazo do SMPS nesse modo é impossível devido a uma diminuição acentuada na confiabilidade. Para verificar a integridade do microcircuito DA1 e monitorar a operabilidade do loop de controle primário, um resistor de ajuste "tecnológico" com valor nominal de 3-22 kOhm é soldado aos pontos de comutação do resistor R33 (é temporariamente excluído) com um reostato, cujo motor é ajustado para a posição de resistência máxima, e ao capacitor C13 neste momento soldar um diodo zener de 18 V de baixa potência, que limitará a tensão de alimentação do controlador. Com o nó A1 removido do conector X1, uma tensão estabilizada de +13 V é fornecida ao terminal positivo do capacitor C17,5 de uma fonte de alimentação de laboratório (LIP), necessária para a ativação garantida do chip DA1. Sem conectar o SMPS à rede, girando o motor do resistor de processo no pino 3 do conector X1, a tensão é ajustada para +2,5 V. Em seguida, o nó A1 é inserido no conector e usando um osciloscópio, a presença de pulsos em a porta do transistor de comutação VT1 é monitorada. Se necessário, selecionando o circuito R6C8, a frequência dos pulsos de comutação é ajustada. Se não houver pulsos, substitua o chip DA1. Na próxima etapa, a tensão do LIP é reduzida para +15 V, a tensão de +2,5 V é restaurada com um resistor de processo no pino 3 do conector X1, então o LIP é desligado e o SMPS é conectado à rede . O aumento da tensão de alimentação do microcircuito ocorre de forma relativamente lenta à medida que o capacitor C13 é carregado, e um intervalo de tempo de 0,5 ... 2 s é claramente visível entre o fornecimento da tensão de rede e o momento em que é ligado. É possível que para algumas amostras de microcircuitos KR1033EU10 (UC3842, KA3842) a tensão de alimentação do microcircuito não atinja o valor limite de 14,5 ... diminuição na resistência do resistor R17,5. O movimento suave do motor do resistor tecnológico garante que a tensão de saída do SMPS possa ser regulada. Neste ponto, a verificação de integridade do microcircuito DA1 e o controle da operacionalidade do loop de controle primário são concluídos e procede-se ao estabelecimento do loop de controle secundário. Qualquer LED é instalado no painel do optoacoplador U1 com o ânodo no pino 1, o cátodo no pino 2. No circuito R18 - pino 1 do optoacoplador, um miliamperímetro de 15 ... 30 mA é ligado (pode ser um dispositivo de medição combinado). Um LIP com uma tensão de saída de 35 V é conectado à saída de +35 V do SMPS na polaridade apropriada (a carga pode ser desligada neste caso). O resistor R18, que determina o valor da potência máxima de saída (o dobro do valor nominal - cerca de 150 W), é pré-selecionado para que, na posição mais alta do resistor R15 do motor no circuito, a corrente controlada não exceda 12 mA . Se a corrente for significativamente maior (neste caso, o LED pode falhar, mas ainda é mais barato que o optoacoplador) e o resistor de ajuste R15 não for ajustável, substitua o chip DA2. Em seguida, em vez do LED, é instalado um optoacoplador e é novamente verificada a possibilidade de regular a corrente de entrada e seu valor máximo. Se não houver corrente, substitua o optoacoplador. Depois disso, o motor do resistor R15 é colocado na posição inferior de acordo com o diagrama, e a saída negativa do LIP é conectada à saída 2 do optoacoplador. Ao aumentar suavemente a tensão de saída LIP de zero, a corrente controlada é definida na faixa de 1 ... 2 mA. O segundo LIP é conectado ao capacitor C13 e a tensão em sua saída é ajustada para 12,5 V, enquanto a alimentação de rede do SMPS deve ser desligada. Ao ajustar o resistor do processo, a tensão no pino 3 do conector X1 é de 2,5 V. Ao alterar a corrente do diodo emissor do optoacoplador em 0,5 ... 3 mA, fica-se convencido de sua forte influência na tensão previamente definida de 2,5 V. Se isso não acontecer, substitua o optoacoplador. A corrente de entrada do diodo emissor é novamente ajustada na faixa de 0,5 ... 2 mA e 2,5 V é restaurado com um resistor tecnológico no pino 3 do conector X1, após o qual o segundo LIP com uma tensão de +12,5 V é desligado e o primeiro LIP com tensão de saída +35 V é novamente conectado à saída do SMPS. Ao mover suavemente o controle deslizante do resistor R15 (para cima de acordo com o esquema), o ajuste é interrompido no momento em que a agulha do miliamperímetro começa a se mover. O LIP é desconectado do bloco e uma carga equivalente é ligada em seu lugar. O SMPS agora pode ser ligado novamente. Quando a rede está ligada, a tensão de +35 V na saída do dispositivo pode diferir em décimos de volt do valor necessário. Usando o método de aproximação sucessiva, usando os ajustes do resistor R15 e do resistor tecnológico (eles são altamente interdependentes), a corrente de entrada do diodo emissor é ajustada para cerca de 1,5 mA e a tensão na saída do SMPS é + 35 V. Fechando os terminais de um dos resistores de carga (33 Ohm) no circuito + 35 V, controle a diminuição da corrente do diodo emissor em cerca de 0,5 mA, e quando mais um dos resistores de carga no -35 V circuito é fechado, uma diminuição adicional de 0,5 mA. Neste caso, usando um osciloscópio, pode-se observar um notável aumento de duas etapas no ciclo de trabalho dos pulsos de comutação. Em conclusão, o LATRom altera a tensão da rede na faixa de 125 ... 250 V. Com todas as alterações na carga resistiva e na tensão da rede, a tensão de saída do SMPS deve se estabilizar com uma precisão não inferior a 0,1 V. Em seguida, um miliamperímetro, um diodo zener de proteção são removidos do dispositivo e o resistor tecnológico (R3) é soldado. Meça sua resistência efetiva e solde um resistor com a classificação mais próxima. Garanta a estabilidade necessária da tensão de saída. Em seguida, é medida a potência máxima fornecida pela fonte de alimentação na tensão nominal da rede, para a qual resistores de carga com resistência de 33 ohms são conectados à saída da PSU em paralelo - dois para cada canal. A corrente na carga é controlada por um amperímetro em 3 A. Ao reduzir a resistência do resistor R18 (na versão do autor - até 680 Ohms), o dispositivo de proteção é ligado a uma corrente superior a 2,5 A quando um carga adicional está conectada. Então - em carga nominal - é necessário restaurar a tensão de saída alterada de +15 V com um resistor sintonizado R35. Como resultado, na carga máxima, a tensão de saída diminui em 2 ... 3 V, dependendo dos parâmetros de o microcircuito. Isso completa o estabelecimento do loop de controle secundário. Em conclusão, o estabelecimento, observando as precauções, controla os pulsos no dreno do transistor de efeito de campo VT1. Na presença de autoexcitação de alta frequência, que pode ocorrer, por exemplo, se os terminais do indutor L2 estiverem fechados, no circuito controlado, além dos pulsos do inversor principal, pulsos de ruído estreitos (cerca de 1 μs de comprimento) Estará presente. Seu espectro é tão amplo que dificulta a recepção de estações de rádio mesmo na faixa VHF com um receptor localizado a poucos metros de um SMPS em funcionamento. Este método permite detectar a presença de auto-excitação no dispositivo "de ouvido", sem um osciloscópio. Depois que a excitação é eliminada, se necessário, a carga é aumentada para o valor nominal e após cerca de meia hora, são verificadas as condições térmicas de estado estacionário do transformador, ponte retificadora, transistor de comutação e diodos nos circuitos de saída. Se todas as peças estiverem em boas condições, a temperatura de seus invólucros não deve ultrapassar a temperatura ambiente em mais de 20°C. A ponte retificadora importada comprada para a versão do primeiro autor do SMPS revelou-se abaixo do padrão e superaqueceu fortemente mesmo em marcha lenta (na ausência de qualquer carga conectada ao retificador principal). O motivo de tal deficiência só pode ser detectado medindo a corrente reversa dos diodos da ponte a uma tensão de cerca de 300 V. O superaquecimento da ponte retificadora e sua destruição podem causar danos aos demais elementos do retificador da rede e, após eles o transistor de comutação com o controlador. A versão topológica proposta da placa de circuito impresso do dispositivo, com algumas simplificações, também pode ser utilizada na substituição do conjunto do controlador A1 por seu análogo completo - um microcircuito VIPer100 (VIPer100A) importado. Sobre testar SMPS Os parâmetros do SMPS dados no início do artigo foram medidos no modo nominal com carga constante nas saídas da fonte de alimentação. Sua potência máxima pode ser estimada a partir da corrente máxima na carga nas saídas de +35 V e -35 V, que chega a 2,5 A quando a tensão nessas saídas diminui em aproximadamente 3 V. Enquanto isso, se um UMZCH com alta potência de saída for conectado à fonte de alimentação como carga, isso corresponderá ao modo dinâmico.Nos picos do volume do sinal de áudio amplificado, especialmente na faixa de frequência de 20 ... excedendo o valor nominal da corrente várias vezes e em pausas - para enfraquecer ao mínimo, limitado pela corrente quiescente dos transistores de saída UMZCH. É óbvio que os sistemas de controle automático no microcircuito permitem, até certo ponto, compensar as flutuações na tensão de saída associadas à carga dinâmica. Mas é claro que essas possibilidades não são ilimitadas e, portanto, é necessário algum buffer entre o SMPS e o UMZCH, o que enfraquece mudanças repentinas na carga. Como tal buffer, capacitores de filtro adicionais são usados no canal de alimentação de cada braço UMZCH. Se compararmos fontes comutadas de alta frequência e fontes de alimentação convencionais, podemos supor que a primeira deve ter alguma vantagem sobre a segunda, associada à possibilidade de usar capacitores de filtro de menor capacidade. Normalmente, os radioamadores em PSUs tradicionais usam capacitores de filtro na taxa de 4700 microfarads para cada 50 W de potência UMZCH, mas às vezes aumentam sua capacidade para muitas dezenas de milhares de microfarads. Na opinião do autor, não há fundamento para tal aumento da PII. Afinal, o fornecimento de energia dos capacitores de filtro nas fontes de alimentação tradicionais ocorre na frequência de 100 Hz e no SMPS - 50 kHz! Claro, não é necessário esperar que, neste caso, a capacidade possa ser escolhida 500 vezes menos, mas é necessário descobrir um pouco de seu valor ideal. Este problema foi trazido à tona nos testes de desempenho deste SMPS com um amplificador estéreo. Os testes foram realizados com UMZCH no chip TDA7294 [6] de acordo com o esquema de chaveamento recomendado pelo fabricante. A potência de saída do UMZCH para uma carga nominal de 8 ohms é de 60 ... 70 watts. Cada canal do UMZCH estéreo com capacitores de filtro adicionais de 2200 μF foi conectado a uma fonte bipolar de ±35 V através de bobinas de alta frequência DM-2,4 (5 μH). Exatamente as mesmas bobinas foram usadas para conectar uma fonte bipolar de ±15 V ao bloco de tom. Ligar o UMZCH é praticamente silencioso. As medições mostraram que mesmo no nível máximo do sinal de tom na banda de 20 Hz ... 50 kHz sem distorção perceptível a uma carga de 8 Ohm, a corrente média consumida da fonte ± 35 V não excede 1,1 .. 1,2 A para cada um dos canais do amplificador. Deve ser lembrado que o UMZCH push-pull para cada um dos canais de alimentação (+35 V e -35 V) consome uma corrente pulsada com um ciclo de trabalho próximo a dois. Durante a pausa, os capacitores dos filtros de suavização têm tempo para restaurar a carga, fornecendo uma corrente de carga pulsada no próximo período de sinal. Na potência máxima de saída do UMZCH, a "redução" da tensão em relação ao valor nominal não excede 2 V. Como esse modo de testar amplificadores em um sinal de tom está muito longe das condições reais de operação, no caso de amplificação de sinais musicais, as tensões de saída do SMPS permanecem estáveis. Literatura
Autor: S.Kosenko, Voronezh
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