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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA transceptor CONTEST. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Comunicações de rádio civis O nome de Vladimir Rubtsov (UN7BV) - engenheiro, artista, ex-piloto, comandante da tripulação - é bem conhecido dos leitores da KV Zhurnal, onde começou a publicar em 1993. Vladimir dedica todo o seu tempo livre a projetar equipamentos de comunicação amadores e trabalhar no ar. Ele é o autor de mais de uma dúzia de publicações em jornais, o livro "Amateur Radio Transceiver Equipment UN7BV". Hoje apresentamos um de seus últimos desenvolvimentos - o transceptor "CONTEST". Os rádios amadores envolvidos no projeto de transceptores amadores, ao escolher um esquema de construção de dispositivo, em particular sua frequência intermediária, juntamente com os fatores tradicionais que determinam essa escolha, também não são muito comuns. Isso inclui o custo dos componentes de rádio, a prevalência de alguns deles nos países da CEI e a possibilidade de comprá-los ou, em geral, a oportunidade (considerando o preço) de comprar um bom aparelho importado e, assim, resolver o problema indicado. No transceptor "CONTEST" oferecido à atenção dos leitores, é utilizado um FI de 10,7 MHz. Seu uso em um dispositivo projetado para operar em todas as bandas amadoras, incluindo WARC, não é ideal (comparado, por exemplo, com um IF de 5,5 MHz) devido à presença de pontos afetados nas bandas de 14 e 21 MHz e à complexidade da construção do VFO. No entanto, a prevalência de filtros de quartzo na frequência de 10,7 MHz nos países da CEI e seu baixo preço foram um sério argumento a favor da escolha feita. Os "pontos negativos" acima ao usar tal IF foram eliminados no transceptor usando soluções de circuito apropriadas, a saber: escolher a frequência GPA acima do IF nas faixas acima, seguida por uma "inversão" de banda lateral no caminho do IF. As principais características técnicas do transceptor:
O diagrama de blocos do transceptor, combinado com o diagrama de conexão dos nós, é mostrado na fig. 1, diagramas esquemáticos de nós - na fig. 2-17. O dispositivo é um super-heteródino com uma frequência intermediária fixa e caminhos de amplificação reversa. As tensões operacionais +12 V (RX) e +12 V (TX) são retiradas dos cátodos dos diodos VD68 e VD69 (Fig. 1), respectivamente. Os relés K11, K12, K16 e K17 são usados para alternar o transceptor do modo de recepção para o modo de transmissão e vice-versa. A lâmpada incandescente HL2 com filtro de cor azul foi projetada para indicar que o transceptor está ligado e iluminar a escala Smeter PA1, a lâmpada HL1 com filtro de cor vermelha indica que o dispositivo está no modo de transmissão.
Os relés K13, K14 e a chave SB2 ("UP") fornecem a mudança do filtro de quartzo para o modo de banda estreita, a chave de botão SB4 ("CW") muda o transceptor para o modo de telégrafo e SB5 ("VOX") - para o modo de controle de voz do telefone. O botão SB6 ("RX") é usado no modo de recepção. Se não estiver pressionado (ou seja, está na posição mostrada na Fig. 1), então é possível transmitir SSB usando o push-to-talk SA6 (é usado para colocar o transceptor no modo de transmissão em todos os modos se SB6 não for pressionado). Se o botão for pressionado, o transceptor também está no modo de recepção, é impossível transmitir usando o PTT no modo SSB, no entanto, você pode trabalhar com o telégrafo através do sistema VOX usando o gerador de tom da chave do telégrafo eletrônico. Botão SB7 "Ajustar". ("Setup") o transceptor é colocado no modo de configuração. Ao mesmo tempo, muda para o modo TX (sem pressionar o PTT), ao mesmo tempo em que o oscilador local do telégrafo é ligado no modo de radiação constante. Um tom com uma frequência de cerca de 1 kHz é ouvido do driver do alto-falante BA1. O botão SB8 é usado para transferir o transceptor para o modo de transmissão sem usar o PTT, sendo possível trabalhar tanto em CW quanto em SSB. O modo de dessintonização é ativado com o botão SB1, a frequência é alterada com um resistor variável R203. Os contatos de relé K17.1 são usados para controlar um amplificador de potência adicional, K17.2 - para gerar tensões operacionais de +12 V (RX) e +12 V (TX), contatos de relé K15.2 e K15.3 - para controlar o IF reverso. A chave SB9 serve para desabilitar o sistema AGC. O resistor variável R204 regula o nível de auto-escuta do gerador de tom no modo CW, o resistor R201 - ganho para transmissão.
No modo de recepção, o sinal de RF do conector da antena XW1 (Fig. 1) através do medidor SWR (Fig. 2, terminais 40, 41) entra no P-loop L16 (Fig. 3, terminal 52), depois através do terminal 6, contatos de relé K11.1, capacitor C55 e seção SA1.3 da chave de alcance (Fig. 4) - para o circuito L8С63 e então amplificado por uma casca bidirecional (reversa) de nos transistores VT7 , VT8.
No modo considerado, o sinal de RF passa na direção de L8 a C67 através do transistor VT8, no modo de transmissão - de C67 a L8 através do transistor VT7. A transferência da cascata do modo RX para o modo TX é realizada aplicando uma tensão de +12 V nos pinos 10 (RX) e 9 (TX). Nesse caso, o transistor VT8 é conectado de acordo com o circuito com uma fonte comum e o VT7 - com uma base comum. Como resultado, as resistências de entrada / saída dos estágios em ambos os modos são altas no lado do circuito L8C63 e baixas no lado do capacitor C67 e do misturador balanceado de diodo que o segue, o que afeta favoravelmente a correspondência das resistências de entrada / saída dos estágios adjacentes.
A conexão do emissor do transistor VT7 através do indutor L9 e do resistor R33 com a fonte VT8 contribui para o fechamento do transistor não funcional VT7 no modo RX devido ao fornecimento de uma pequena tensão positiva a partir da fonte do VT8 operando neste modo. No modo de transmissão, o processo de fechamento é invertido. A tensão AGC é aplicada ao segundo portão VT8 no modo RX e no modo TX - uma tensão de fechamento de polaridade negativa. Do dreno do transistor VT8, o sinal de RF amplificado através do capacitor C67 é alimentado a um misturador balanceado de ponte dupla (Fig. 5). Consiste em duas pontes de diodos (VD18-VD21 e VD22-VD25), transformadores T3, T4 e resistores R40, R41. A presença deste último permite implementar o modo de comutação de diodos em uma tensão de oscilador local relativamente alta (valor efetivo 4 V) e limitar a corrente através dos diodos durante a meia onda de abertura da tensão aos valores máximos permitidos.
O nó descrito é uma das opções para um mixer de alto nível capaz de fornecer uma grande faixa dinâmica devido à alta tensão do oscilador local, bem como um alto nível de supressão do sinal de entrada. As qualidades positivas de tal mixer também incluem um bom desacoplamento dos circuitos de entrada e heteródino e sua reversibilidade, ou seja, a capacidade de trabalhar em diferentes direções do caminho do sinal. O sinal GPA é alimentado a um dos enrolamentos do transformador T3 (pino 20), e o sinal RF é alimentado através do pino 26 e do capacitor C100 até o ponto de conexão dos dois enrolamentos do transformador T4. O sinal IF de 10,7 MHz no modo de recepção é retirado de seu terceiro enrolamento, que, junto com o capacitor C102, forma um filtro de pré-seleção IF. A partir desse filtro, através do capacitor C101, o sinal IF é alimentado na entrada de um amplificador bidirecional feito nos transistores VT9-VT11. No modo de recepção (passagem do sinal do capacitor C101 para C103), um amplificador cascode opera nos transistores VT9 e VT10 (o primeiro é conectado de acordo com um circuito de fonte comum, o segundo - de acordo com um circuito de base comum), no modo de transmissão (fluxo de sinal de C103 para C101) - um transistor VT11. Esse projeto de circuito permite obter a amplificação necessária do sinal IF em ambos os modos (RX e TX). No primeiro caso, uma tensão de controle é fornecida ao segundo portão do transistor VT9 do sistema AGC ou do resistor R131 (através da cascata no transistor VT26) para ajustar o ganho IF. No modo TX, esta porta VT9 recebe uma tensão de fechamento de polaridade negativa através do resistor R202, gerado por um gerador baseado nos transistores VT41, VT42, localizados em uma balança digital. A mesma tensão de fechamento é aplicada ao segundo portão VT11 no modo RX. No modo de transmissão, ele recebe uma tensão de controle de ganho (DSB) do resistor R201 (consulte a Fig. 1). O sinal IF, selecionado pelo filtro L11C106 (Fig. 5), através da bobina de acoplamento L12 e do capacitor C103 (do pino 21) entra no filtro ladder de oito cristais (Fig. 6, a, pino 17). No modo SSB (contatos K13.1, K14.1 abertos), sua largura de banda é de 2,4 kHz, no modo CW (contatos fechados) - 0,8 kHz. Os resistores R38, R39 são usados para eliminar o efeito "sino".
Como principal elemento de seleção, você pode usar filtros de quartzo feitos de acordo com outros esquemas mostrados na Fig. 6: por exemplo, escada de seis cristais com largura de banda de 2,5 kHz (Fig. 6, b), ponte de quatro cristais (Fig. 6, c) ou oito cristais (Fig. 6, d). Nos dois últimos filtros, os ressonadores de quartzo também podem ser usados para outra frequência (próxima a 10,7 MHz), porém, as seguintes condições devem ser atendidas: as frequências de todos os ressonadores superiores (de acordo com o circuito) devem ser iguais e diferir das frequências inferiores (também iguais) em 2 ... 3 kHz. Da saída do filtro de quartzo (pino 19), a tensão IF é aplicada à porta do transistor de efeito de campo VT12 (Fig. 5), que faz parte do amplificador bidirecional (VT12, VT13). Essa cascata funciona de maneira semelhante à descrita acima (em ambos os modos) e difere dela apenas na ausência de um terceiro transistor (bipolar). O sinal IF selecionado pelo filtro L13C114 através da bobina de acoplamento L14 é alimentado ao segundo misturador de diodo tipo anel balanceado (VD26-VD30), também usado em ambos os modos (RX e TX). Um sinal com frequência de 10,7 MHz de um oscilador local de referência feito em um transistor VT30 (Fig. 7) é conectado ao mixer através do terminal 24 e dos elementos C122, R63, R61, R64. É balanceado com um resistor de corte R63 (aproximadamente) e a seleção da capacitância do capacitor C121.
Da saída do mixer, a tensão AF filtrada pelo filtro C123R65C124, através do capacitor C126 e pino 30, é alimentada na entrada (pino 32) do pré-amplificador AF cascode, feito nos transistores VT14, VT15 (Fig. 8).
A cascata está de acordo com a impedância de saída do mixer balanceado e a impedância de entrada do amplificador de potência AF, enquanto fornece um ganho suficientemente grande. Do coletor do transistor VT14 através do controle de volume - um resistor variável R74 - o sinal AF é alimentado na entrada do amplificador de potência AF, montado no chip DA1. No modo de recepção, o resistor R77 é fechado pelos contatos do relé K17.1 (ver Fig. 1), devido ao qual o ganho da cascata é máximo. Ao mudar para o modo de transmissão, os contatos do relé se abrem e o resistor R77 é conectado ao circuito emissor do transistor do estágio de saída do microcircuito. Como resultado, o ganho diminui. O ganho necessário no modo RX é definido selecionando o resistor R78, no modo TX - resistor R77. Através do pino 35, a entrada do amplificador de potência é alimentada com tensão da tecla do telégrafo para auto-escuta (seu volume é regulado por um resistor variável R204, mostrado na Fig. 1). Da saída do amplificador (pino 38), o sinal AF vai para os fones ou simultaneamente para os fones e o alto-falante BA1 (dependendo da posição da chave SB3), bem como para a unidade AGC (através da chave SB9) e o sistema anti-VOX (Fig. 9, pino 60). O resistor de carga R81 evita que o microcircuito falhe ao desligar o alto-falante e os telefones no momento em que um sinal de alto nível aparece na entrada. No modo de transmissão, o sinal AF do microfone BM1 (Fig. 10) através do indutor L17 e do capacitor C191 vai para o resistor R148 e de seu motor para a entrada não inversora do amplificador operacional DA2. O indutor evita o vazamento de interferência de alta frequência em sua entrada. Através dos contatos K16.1, o sinal amplificado é alimentado ao mixer balanceado (do pino 80 ao 31), bem como ao dispositivo de controle de voz VOX (do pino 79 ao pino 58), cujo circuito é mostrado na fig. 9. Em um mixer balanceado (veja a Fig. 5, VD26-VD30), a frequência portadora é suprimida, o sinal selecionado pelo circuito L13C114 DSB é amplificado por uma cascata em um transistor VT13. O filtro de seleção principal (veja a Figura 6) seleciona uma banda lateral e suprime o restante da portadora. Os subprodutos de conversão mais distantes do IF são suprimidos pelo circuito L11C106. O sinal de banda lateral única gerado é amplificado por uma cascata em um transistor VT11 e alimentado de seu dreno para um misturador balanceado de ponte dupla (VD18-VD21, VD22-VD25). Neste modo funciona da mesma forma que no modo RX, porém o sentido do fluxo do sinal é invertido. O sinal retirado do pino 26 é amplificado pelo transistor VT7 (ver Fig. 4) e filtrado pelo circuito L8C63.
Além disso, o sinal da frequência operacional (dependendo da faixa selecionada usando a chave SA1) através do capacitor C57 e da saída 8 é alimentado na entrada do amplificador de potência do transmissor (veja a Fig. 3). Consiste em três estágios: um pré-amplificador (VT17), um amplificador cascode de saída (VT19, VT20) e um seguidor de emissor (VT18) que os combina entre si. O estágio de saída do cascode é conhecido por ter uma alta impedância de saída, que neste caso é aumentada ainda mais pelo transformador T6. Tal solução de circuito tornou possível usar uma capacitância relativamente pequena no circuito P de saída do KPI (C158, C159), para obter uma maior pureza espectral do sinal de saída, bem como uma criticidade menor dos fios de conexão do circuito nomeado ao seu comprimento. O sinal de RF do enrolamento II do transformador T6 através dos terminais 50, 7 (ver Fig. 4), capacitor C56, contatos de relé K11.1, terminais 6, 51 (ver Fig. 3) entra no circuito P L16C158-C166 e dele - através do terminal 52, medidor SWR (ver Fig. 2, terminais 41, 40) e soquete XW1 (ver Fig. 1) - nas antenas y. O medidor SWR aplicado (ver Fig. 2) permite controlar o modo de operação do alimentador, bem como avaliar a potência de saída do transceptor pela tensão de onda direta. Pode ser usado com uma potência de transmissor de 10 a 200 W, enquanto a perda de energia não excede 1%. Uma vantagem importante desse medidor de SWR é a mesma sensibilidade em todas as bandas de HF. Uma tensão de controle é gerada no medidor de SWR para proteger o amplificador de potência do transmissor de ROE alta no alimentador da antena. Essa tensão é removida do resistor R86 e é alimentada através dos terminais 43, 45 para a base do transistor regulador VT16 (veja a Fig. 3). Em uma alta tensão de onda reversa, o diodo zener VD33 e o transistor VT16 se abrem, a tensão no coletor deste último e na segunda porta do transistor de efeito de campo VT17 conectado galvanicamente a ele cai e o ganho do amplificador de potência diminui para quase zero. O diagrama esquemático do GPA é mostrado na fig. 11. O próprio gerador é feito no transistor VT1. O regulador de tensão paramétrico VD2R9 e os elementos de desacoplamento C22, R1, C24, C242 evitam o vazamento de tensão de RF no circuito de energia e fornecem maior estabilidade dos parâmetros do sinal de saída com pequenas flutuações na tensão de alimentação que ocorrem durante os transientes (mudança de recepção para transmissão e vice-versa). O resistor R4 melhora o desacoplamento do gerador do estágio subsequente. Um amplificador de RF de banda larga é montado no transistor VT2. A baixa capacitância do circuito da porta e a alta impedância de entrada da cascata contribuem para um bom desacoplamento do gerador de outras cascatas. Nas faixas 1,8; Em 14 e 21 MHz, o amplificador GPA é carregado com um filtro passa-baixa elíptico de sétima ordem L5-L7C37-C43 com largura de banda de 11,3 ... 18,8 MHz, no restante - com um filtro semelhante L2-L4C30-C36 com largura de banda de 7 ... 10,5 MHz. Os filtros são trocados simultaneamente com a mudança de faixas pela chave SA1. Todos os componentes de sinal espúrios são suprimidos em mais de 35 dB. Das saídas dos filtros, o sinal é alimentado na entrada do amplificador duplicador nos transistores VT3, VT4. A comutação dos modos de operação desta cascata é realizada pelos contatos do relé K9.1, controlados pela unidade de comutação (Fig. 12).
Nas faixas de 1,8 e 18 MHz, a cascata funciona como amplificador, nas demais - como duplicador. Ao alternar para o modo de amplificação, o coletor VT3 é desligado e o transistor VT4 é alternado para o modo de amplificação linear (classe A) devido ao fornecimento de tensão de polaridade positiva adicional ao circuito básico devido à conexão do resistor R19 em paralelo com R18. No modo de duplicação de frequência, o sinal do transformador de entrada T1 em antifase entra nas bases de ambos os transistores. Ao mesmo tempo, seus coletores são conectados entre si e carregados com o enrolamento de entrada do transformador T2. O sinal de saída GPA é retirado da metade do enrolamento secundário T2 e o amplificador de desacoplamento de cabo com uma escala digital nos transistores VT5 e VT6 é conectado a todo o enrolamento. O ganho dessa cascata na faixa de frequência de 100 kHz ... 50 MHz é de cerca de 10. Ela é conectada à balança digital por um segmento do cabo coaxial RK-75. O resistor R29 está instalado na balança digital (no conector coaxial). O uso de tal amplificador, juntamente com as medidas tomadas na escala digital para fins de modernização, permitiu aumentar o limite superior da medição de frequência até 33 MHz inclusive, o que se tornou necessário ao operar nas bandas de 14 e 21 MHz com o esquema de construção do transceptor escolhido. Tabela 1
O sistema de desafinação contém um varicap VD1, resistores R7, R8 e capacitores C16, C18 e C19. É ligado com o botão SB1 (ver Fig. 1) e a frequência é alterada com um resistor variável R203. O grau de alongamento necessário é mantido automaticamente usando o relé K5, controlado por um interruptor de faixa na unidade de comutação (Fig. 12). Os intervalos de frequência das oscilações geradas pelo GPA em diferentes faixas são indicados na Tabela. 1. Com a ajuda da unidade de comutação (Fig. 12), as bandas são comutadas no GPA (relés K1-K4, K6, K8, K10), a bobina L1 é comutada para obter o trecho apropriado em diferentes faixas (K5), o modo de operação do amplificador duplicador (K9) no GPA é alterado, os ressonadores de quartzo são comutados para obter uma banda lateral de trabalho nas faixas de 14 e 21 MHz no oscilador local de quartzo de referência (ver Fig. 7, K7), a formação do controle um sinal lógico 0 usado ao alternar a balança digital para registrar vários números nos contadores. Um diagrama esquemático dos sistemas de controle de voz VOX e anti-VOX é mostrado na fig. 9. O sinal de entrada do pino 79 do amplificador de microfone através do pino 58 e o resistor de sintonia R118 (eles regulam a sensibilidade do sistema VOX) é alimentado na entrada do amplificador AF, feito no transistor VT23. Nos diodos VD36, VD37, um retificador de sinal é montado, nos transistores VT22, VT21 - uma chave eletrônica. O relé de comando K21 está incluído no circuito coletor VT15. O sinal anti-VOX da saída do amplificador AF (pino 58) através do capacitor C240 (veja a Fig. 1) é alimentado na entrada (pino 60) do amplificador AF, feito no transistor VT24. A tensão retificada pelos diodos VD38, VD39 através do divisor R120R119 é alimentada na base do transistor VT22. No modo de recepção, a saída inferior (conforme o diagrama) do capacitor C177 é conectada pelos contatos do relé K15.1 ao fio comum do dispositivo. Quando o transceptor é colocado no modo de transmissão, esse capacitor é desligado, o que ajuda a eliminar o ressalto dos contatos do relé K15 na presença de sinais de controle de magnitude próxima nas entradas de ambos os sistemas (VOX e anti-VOX). Na fig. 13 mostra diagramas esquemáticos do sistema AGC, S-meter e medidor de potência (PM).
O sinal da saída do amplificador AF (pino 58) através do interruptor SA13 AGC (ver Fig. 1) é alimentado na entrada (pino 68) do retificador AGC montado nos diodos VD41, VD42 de acordo com o circuito de duplicação de tensão. O tempo de atraso da operação do AGC é determinado pela capacitância do capacitor C135 e pela resistência do resistor R134. A tensão retificada através do resistor R132 é alimentada na entrada do amplificador DC no transistor VT26. Seu circuito emissor inclui um microamperímetro PA1, um resistor shunt R135, um capacitor de bloqueio C183 e um diodo VD40, que expande os limites de medição devido à seção não linear resultante no final da escala (isso é necessário para controlar sinais de alto nível). O medidor de potência de saída do transceptor é montado no transistor VT25. Um sinal retirado da saída de 44 medidores SWR é alimentado para sua base (ver Fig. 2). Quando a chave SA2 é colocada na posição superior (conforme o diagrama), o dispositivo RA1 indica a magnitude da tensão de onda reversa. Os resistores R136-R138 são usados no sistema de desafinação. O circuito do oscilador local de quartzo de referência é mostrado na fig. 7. É montado em um transistor VT30 de acordo com um circuito capacitivo de três pontos. Um dos ressonadores de quartzo ZQ7.1, ZQ10 está incluído em seu circuito básico com os contatos do relé K11. Como resultado, nas faixas de 14 e 21 MHz, o gerador gera oscilações senoidais com frequência de 10,703 e nas demais - 10,7 MHz. O circuito L18C207 está incluído no circuito coletor do transistor. O sinal de saída da bobina de acoplamento L19 através do pino 88 é enviado para a entrada (pino 24) do misturador balanceado VD26-VD30 (Fig. 5). Na fig. 14 mostra um diagrama esquemático de um oscilador local de quartzo telégrafo montado em um transistor de efeito de campo VT28. O ressonador ZQ9 na frequência de 10,701 MHz é conectado entre o portão e o fio comum em série com o capacitor de sintonia C196. Este último é projetado para definir a frequência do oscilador local do telégrafo no meio da banda passante do filtro de quartzo de seleção principal. O capacitor C201 seleciona a profundidade de conexão do gerador com a cascata subsequente, necessária para obter a potência do transmissor necessária no modo telégrafo.
Uma chave eletrônica é feita no transistor VT29. Os capacitores C199 e C200 suavizam as frentes e quedas das mensagens telegráficas. A base do transistor (pino 85) é conectada à saída (pino 74) da chave eletrônica (Fig. 15). O pino 84 (Fig. 14) é usado para ligar o gerador no modo de configuração, bem como para manipular o gerador ao operar com a chave manual SA5 (consulte a Fig. 1). A chave do telégrafo eletrônico (Fig. 15) é feita de acordo com o esquema já clássico nos microcircuitos CMOS DD1-DD3 e um transistor VT27. No chip DD1, um gerador de pulso controlado com uma taxa de repetição ajustável (R140 é um controlador de taxa de transmissão) é montado, nos gatilhos DD2.1 e DD2.2 - formadores de ponto e traço, respectivamente, no elemento DD3.1 - um dispositivo de adição, em DD3.2-DD3.4 - um gerador de sinal AF, em VT7 - um seguidor de emissor.
A chave funciona da seguinte maneira. Quando o manipulador SA3 está na posição neutra, a entrada inferior (conforme o diagrama) do elemento DD1.2 (pino 6) e a superior DD1.3 (pino 8) são energizadas através do resistor R141 com nível lógico 1, então o gerador é inibido (na entrada C do gatilho DD2.1 - nível lógico 0). Devido à presença na entrada R do gatilho DD2.2 nível lógico 1, a tensão em sua saída inversa (pino 12) tem o mesmo nível. Quando o manipulador é movido para a esquerda (de acordo com o diagrama) posição ("Pontos"), as entradas acima dos elementos DD1.2, DD1.3 são conectadas a um fio comum (isso equivale a aplicar um 0 lógico), o gerador é excitado e seus pulsos são alimentados na entrada C do gatilho DD2.1. Os "pontos" formados por este último através do elemento DD3.1 entram na base do transistor VT27 e de seu emissor - na base do transistor chave VT29 do oscilador local do telégrafo (Fig. 14). Ao mesmo tempo, os "pontos" são alimentados na entrada (pino 8) do elemento DD3.3, permitindo assim a operação do gerador AF. O gatilho DD2.2 neste momento é mantido em seu estado original pelo nível lógico 1 aplicado à sua entrada R através do resistor R147. O elemento DD3.1 prevê a transmissão de um "ponto" de duração normal mesmo com uma conexão curta dos contatos correspondentes do manipulador. Quando o manipulador é movido para a posição direita (de acordo com o esquema) ("traço"), o gerador de pulsos e o gatilho DD2.1 funcionam da mesma forma que na formação de "pontos". No entanto, na entrada R do gatilho DD2.2, neste caso, o nível de lógico 0 é definido, e ele muda de estado sob a ação dos pulsos do gatilho DD2.1. Os pulsos das saídas de ambos os flip-flops são somados pelo elemento DD3.1, formando um "traço". Como no caso anterior, DD3.1 garante a transmissão de um traço mesmo com um fechamento de curto prazo dos contatos do manipulador. A chave gera pacotes de código Morse padrão em todas as velocidades de transmissão. O diagrama esquemático da balança digital eletrônica é mostrado na fig. 16. Na verdade, esta é uma versão ligeiramente modificada do dispositivo descrito por V. Krinitsky em [1]. A modernização afetou principalmente a parte de entrada: os valores de alguns resistores foram alterados, os diodos de proteção foram excluídos, o microcircuito K155LA3 foi substituído pelo K131LA3 (DD4). Essas medidas levaram à formação de pulsos mais "claros" (meandro) na entrada do microcircuito DD5, com o que o limite superior da faixa de frequência operacional subiu para 33 MHz.
O oscilador de cristal (DD6.3) usa um ressonador de 100 kHz, que não apenas reduziu o número de microcircuitos no divisor, mas também levou a uma diminuição nas emissões espúrias durante a operação da balança digital e, portanto, a uma diminuição no nível geral de ruído do transceptor. Os contadores contêm os números 107000 se houver um nível lógico 101 no pino 0 e 893000 quando for alterado para um nível lógico 1, o que é necessário para a leitura correta da frequência em um IF de 10,7 MHz. O conversor de tensão (VT41, VT42) e o estabilizador (VT40) usam transistores mais potentes KT630B e KT608A. Além disso, uma fonte de tensão de polaridade negativa de -10 V foi introduzida no primeiro desses dispositivos, consistindo no enrolamento V do transformador T8, na ponte retificadora VD64-VD67 e no regulador de tensão paramétrico R194VD63. Esta tensão é usada para fechar os estágios não funcionais do transceptor (pino 105). A fonte de alimentação do transceptor (Fig. 17) inclui um transformador T7, dois retificadores (VD47-VD50 e VD51-VD54) e dois reguladores de tensão (DA1, VT31-VT33 e VT34, VT35). A unidade produz quatro tensões: +40 e +20 V não estabilizados para alimentar o amplificador de potência do transmissor e os enrolamentos do relé, respectivamente, +9 V estabilizados para alimentar a balança digital e a chave do telégrafo e +12 V estabilizados para alimentar todos os outros estágios. Uma tensão de 55 ... 96 V é fornecida através do diodo VD20 (pino 30) de uma fonte CC externa.
O transceptor usa peças amplamente utilizadas: resistores fixos MLT, variáveis SP3-9a e SPO-0,5, capacitores KT, KM, K50-6. O bloco duplo KPE S158S159 - do rádio transistor "Alpinist", o capacitor C63 - KPV-125 ou KPV-140. Interruptores SA1 - biscoito 11P7N-PM, SA2 - microinterruptor MP9 (MP10, MP11), SA4 - microinterruptor MT1, SB1-SB9 - P2K. Relé K1-K4, K6, K8, K10 - RES60 (passaporte RS4,569.436 ou RS4.569.435-00), K5, K13, K14 - RES49 (RS4.569.423 ou RS5.569.421-00), K7, K9, K11, K12, K16 - RES15 (RS4.591.001 4.591.007. 15 ou RS22), K4.500.131 - RES4.521.225 (RF4.523.023, RF00, RF4.523.023-07, RF4.523.023-09, RF17-54), K4.500.011 - reed switch RES01A (KhPXNUMX-XNUMX). Em vez de KP350B, você pode usar transistores da série KP306, em vez de KT316B - KT339A ou similares com capacidade mínima de transferência. Os transistores KT660B são intercambiáveis com KT603B, KT608B. No amplificador de potência, em vez de KT603B, é possível usar KT608B, KT660B. Os transistores KT201A são intercambiáveis com dispositivos das séries KT208, KT306A, KT306B - com KT342 (com qualquer índice de letras), KT312B - com transistores das séries KT306, KT342 e P216 - com P217. Em vez de D223, você pode usar diodos da série KD503, KD522. Os chips da série K176 são intercambiáveis com os análogos da série K561, em vez do K131LA3 na balança digital, você pode usar o chip K155LA3, mas terá que ser selecionado de acordo com a frequência máxima de operação (a escala deve funcionar de forma confiável na faixa de 21 MHz). O transceptor usa lâmpadas incandescentes em miniatura com uma tensão nominal de 10 V. O cabeçote do alto-falante VA1 é 2GD-36 (8 Ohm). Os dados de enrolamento das bobinas e transformadores do transceptor são dados na Tabela. 2.
Desenhos explicando o design das bobinas L8, L16 (elas são enroladas em estruturas de cerâmica) e o transformador de RF T6 são mostrados na fig. 18, 19 e 20. Aparadores de bobina L2-L7, L11-L14, L18, L19 - rosca de ferrite GOST 19725-74. O circuito magnético do transformador de RF T6 consiste em duas partes idênticas 2 (Fig. 20), cada uma delas formada por dez anéis de ferrite de tamanho K10x6x5, fixados com uma tira de papel de cabo lubrificado com cola Mars. De cima (conforme a Fig. 20), um clipe 1 é colocado nos tubos de papel resultantes com a mesma cola, o clipe 3 é colocado na parte inferior, após o que os enrolamentos são enrolados com fio MGTF 0,35 mm 2 . Em seguida, o bloco 4 é colado ao clipe inferior, tendo previamente passado os cabos de enrolamento pelos orifícios nele perfurados e a placa 5 a ele (difere do clipe 3 pela ausência de furos com diâmetro de 10,5 mm e espessura menor - 1,5 mm). Os detalhes 1, 3-5 são feitos de fibra de vidro. Indutores L9, L10 (indutância - 30 μH + 5%), L15 e L20-L22 (160 μH + 5%) - DM-0,2 unificado. Transformador de rede T7 - TS-40-2 (af0.470.025TU) com enrolamento primário de 220 V e dois enrolamentos secundários de 18 V.
Começando a estabelecer o transceptor, verifique cuidadosamente todos os nós e as conexões entre eles quanto à ausência de curtos-circuitos. A configuração começa no modo de recepção, verificando a operabilidade da fonte de alimentação e definindo as tensões de saída necessárias em modo inativo (todos os nós são desabilitados). Depois disso, todas as conexões são restauradas e procede-se ao ajuste dos osciladores locais. O ajuste do oscilador local de quartzo de referência (ver Fig. 7) é reduzido à seleção da indutância da bobina L18 até a geração estável e a amplitude máxima de oscilação na saída são obtidas por sua vez com ambos os ressonadores ZQ10 e ZQ11. Para controle, é usado um voltímetro de alta resistência e alta frequência ou, melhor, um osciloscópio de banda larga, bem como um medidor de frequência. O desempenho do oscilador local do telégrafo de quartzo é verificado no modo CW (neste caso, a tensão de alimentação é aplicada ao pino 82 (consulte a Fig. 14). Quando o terminal 84 estiver conectado ao comum, o gerador deverá energizar. Controlando a tensão de saída com os mesmos instrumentos do caso anterior, sintonize o gerador com capacitor C196 para a frequência central da banda passante do filtro de quartzo de seleção principal (ver Fig. 6). O capacitor trimmer C201 ajusta a potência de saída no modo CW após a conclusão do ajuste completo do transceptor. O ajuste do gerador de faixa suave (ver Fig. 11) começa com a colocação da faixa de 21 MHz (Tabela 1), alterando a capacitância do capacitor de ajuste C12 e, se necessário, selecionando o capacitor C5. Da mesma forma, mas selecionando a capacitância dos capacitores C1 e C8, C2 e C9, etc., eles se encaixam nos limites necessários e em outras faixas. Para aumentar a estabilidade de temperatura da frequência, recomenda-se que cada um dos capacitores C1-C7, bem como C5, C15, C17, C20, C21, C23 sejam compostos por dois capacitores de aproximadamente a mesma capacidade, mas com TKE diferentes (negativo e positivo). Em seguida, estabeleça uma cascata no transistor VT2. Substituindo temporariamente o resistor R11 por um valor variável de 1 kOhm (os fios de conexão devem ser os mais curtos possível), selecione sua resistência até obter a tensão máxima do sinal no dreno do transistor. Depois disso, a resistência da parte introduzida do resistor variável é medida e substituída por uma constante com classificação próxima. A configuração dos filtros passa-baixo (LPF) L2-L4C30-C36 e L5-L7C37-C43 é reduzida à seleção (rotação dos aparadores) da indutância das bobinas incluídas neles até que uma resposta de frequência uniforme seja obtida no primeiro caso na banda de frequência 7 ... 10,5 e no segundo - 11,3 ... 18,8 MHz. A frequência de corte do primeiro LPF deve ser igual a 11, o segundo - 19,3 MHz. Para controle, é usado um medidor de resposta de frequência ou um osciloscópio com uma duração de varredura calibrada. O estabelecimento de um amplificador duplicador nos transistores VT3, VT4 começa no modo de duplicação na faixa de 21 MHz. Escolhendo o resistor R18, eles atingem a amplitude máxima do sinal no capacitor C48 (pino 6) com distorção mínima de sua forma (deve ser próximo a senoidal). Em seguida, o gerador é comutado para a faixa de 1,8 MHz (ou 18 MHz), na qual a cascata opera no modo de amplificação, e o mesmo resultado é obtido selecionando o resistor R19. O estabelecimento de uma cascata no transistor VT5 é reduzido à seleção do resistor R26 até que a amplitude máxima de oscilação no capacitor C54 seja obtida (pino 4). Com uma grande amplitude desigual do sinal de saída de faixa para faixa, é necessário substituir R14-R17 por resistores de 1 kΩ e, se a amplitude for insuficiente, excluí-los completamente. Como resultado, irregularidades na forma de elevações e quedas aparecerão na resposta de frequência do gerador. Ao girar os aparadores das bobinas de ambos os LPFs, é necessário obter um deslocamento das corcundas para as partes das faixas onde foram observados sinais com pequena amplitude e quedas - para as áreas onde havia sinais com amplitude máxima anteriormente. A altura das saliências e a profundidade das quedas são ajustadas selecionando os resistores especificados. Se a forma de onda de saída estiver fortemente distorcida (lembrando uma onda quadrada) ou sua tensão exceder 4 V (valor efetivo), é necessário aumentar a resistência do resistor R4. Ao configurar o sistema de dessintonização, o controle deslizante do resistor variável R203 (consulte a Fig. 1) é colocado na posição intermediária e o resistor de sintonização R137 (consulte a Fig. 13) é usado para atingir a mesma frequência quando a dessintonização é ativada e desativada. A verificação do desempenho do amplificador AF (ver Fig. 8) é reduzida à medição no modo de recepção de tensão no pino 12 do chip DA1. Deve ser cerca de metade da tensão de alimentação. Depois de verificar isso, um osciloscópio é conectado à saída (pino 38) e uma tensão senoidal de 32 mV com frequência de 20 kHz é fornecida à entrada (pino 1) do gerador de sinal de frequência de áudio. Ao definir o controle deslizante do resistor variável R74 para a posição superior (de acordo com o diagrama), ao selecionar o resistor R68, a amplitude máxima do sinal de saída é alcançada na ausência de distorção visualmente perceptível. Ao alterar a frequência do gerador, certifique-se de que não haja distorção perceptível do sinal de saída em toda a faixa de áudio. O ganho do amplificador AF no modo de recepção é regulado pela seleção do resistor R78, no modo de transmissão - o resistor R77. Se necessário, a resposta de frequência do amplificador nas frequências mais altas pode ser ajustada selecionando os capacitores C138, C140. O amplificador de FI reversível (bidirecional) (ver Fig. 5) é sintonizado no modo de recepção. Ao ligar o filtro de quartzo no modo "UP" (banda estreita) e colocar o resistor variável R131 "UHF" deslizante (ver Fig. 13) na posição correspondente ao ganho máximo, uma tensão de RF não modulada de 101 mV com frequência de 5 MHz é fornecida à entrada do amplificador IF (à esquerda - de acordo com o diagrama - saída do capacitor C 10) do gerador de sinal padrão (GSS) através de um capacitor com capacitância de 10 ... 10,7 102 pF. Ao alterar a capacitância do capacitor trimmer C11 e girar alternadamente os trimmers das bobinas L13 e L205, eles atingem a amplitude máxima do sinal na saída do amplificador AF (à medida que se aproximam das leituras máximas, a tensão de entrada deve ser reduzida gradualmente). Depois disso, o capacitor de sintonia C202 (C17) no oscilador local de quartzo de referência (consulte a Fig. 1) define a frequência de tom do sinal AF para aproximadamente XNUMX kHz. A frequência deste oscilador local é finalmente definida e o filtro de cristal é ajustado após o transceptor estar totalmente sintonizado. Em seguida, o GSS é conectado ao contato móvel da seção SA1.3 da chave de faixa (consulte a Fig. 4). A frequência do sinal é definida dependendo da faixa de frequência incluída do transceptor. Ao alterar a capacitância do capacitor C63, o sinal máximo na saída é alcançado. Na faixa de 1,9 MHz, pode ser necessária a seleção do capacitor C61. Em seguida, os sinais das mesmas frequências são alimentados no conector da antena XW1 e, com a ajuda dos capacitores C158C159 do P-loop, o sinal máximo na saída também é alcançado. Depois disso, prossiga para a configuração do filtro de quartzo. Ao aplicar um sinal GSS com uma tensão de 1 mV e uma frequência correspondente à faixa selecionada no soquete XW0,5, o transceptor é sintonizado suavemente, obtendo as leituras do S-meter e as leituras correspondentes da balança digital e anotando-as em uma tabela. Em seguida, a resposta de frequência do filtro é construída: os valores de frequência são plotados ao longo do eixo horizontal em incrementos de 200 Hz e as leituras do S-meter em unidades relativas são plotadas ao longo do eixo vertical. Se houver quedas e elevações na resposta de frequência, bem como com uma largura de banda pequena (inferior a 2 kHz) ou um valor insatisfatório do fator de quadratura (pior que 1,4 em níveis de -80/-3 dB), o filtro deve ser ajustado selecionando sucessivamente os capacitores incluídos nele (Fig. 6, a), removendo a cada vez a resposta de frequência da maneira descrita. Se não for possível obter uma resposta de frequência aceitável, os ressonadores de quartzo devem ser substituídos. No modo de banda estreita, o filtro é sintonizado selecionando os capacitores C88 e C91, obtendo o estreitamento da largura de banda. A largura de banda de 0,8 kHz para este filtro (ver Fig. 6a) pode ser considerada ótima. A configuração de um filtro de cristal é simplificada ao usar um medidor de resposta de frequência. Depois de ajustar o filtro de quartzo, a frequência do oscilador local de quartzo de referência é finalmente corrigida com um capacitor de ajuste C202 nas faixas de 14 e 21 MHz e capacitor C205 em todo o resto. No primeiro caso, a frequência de geração é definida fora da faixa de transparência do filtro atrás da inclinação de resposta de frequência superior, no segundo - antes da inferior. O estabelecimento do sistema AGC (ver Fig. 13) consiste na seleção do capacitor C 184, cuja capacitância determina o tempo de sua operação. Isso é feito no modo de recepção SSB de acordo com a melhor correspondência entre as flutuações da seta do dispositivo PA1 e mudanças no sinal e tempo suficiente para mantê-lo nas leituras máximas. Nesse caso, a suavidade necessária da mudança no ganho do amplificador de FI é alcançada. Quando a seta "sai de escala" nos picos do sinal, é necessário reduzir a resistência do resistor R135. A balança digital (ver Fig. 16), via de regra, não requer ajuste e começa a funcionar imediatamente após a energização. A gravação dos números necessários nos contadores é verificada visualmente pelos indicadores HG1-HG6 desconectando o cabo coaxial da entrada do dispositivo e alternando as faixas com a chave SA1. Nas faixas 1,8; 3,5; 7, 10, 1 4 e 21 MHz, o número 893 deve ser exibido no visor, o restante - 000. Se a leitura da escala for diferente, verifique a capacidade de manutenção dos diodos da unidade de comutação (consulte a Fig. 107). Depois de conectar o cabo coaxial, a balança digital deve mostrar o valor real da frequência de recepção na faixa de frequência selecionada. Se, ao mudar o transceptor para o modo de transmissão na faixa de 21 MHz, houver uma discrepância entre a frequência exibida e seu valor real (como regra, o valor exibido é menor), você deve primeiro selecionar os resistores R179, R181, substituindo-os temporariamente por variáveis e, em seguida (se a seleção dos resistores não ajudar) aumentar a capacitância do capacitor C49 (consulte a Fig. 11) até obter leituras estáveis da escala. Finalmente, você precisa verificar a tensão de -10 V no pino 105. O próximo passo é configurar o transceptor no modo de transmissão (para o autor, ele começou a trabalhar na transmissão imediatamente após a configuração descrita no modo de recepção). Uma antena equivalente conectada entre o jack XW1 e o fio comum do transceptor pode ser um resistor não indutivo com resistência de 75 ohms (se for utilizado um alimentador com a mesma impedância) ou 50 ohms (com um alimentador de 50 ohms) com potência de dissipação de no mínimo 10 watts. Você também pode usar uma lâmpada incandescente de 28 V 10 W. O ajuste é realizado no modo "Configuração". Ao pressionar o botão SB7, a presença do sinal de RF é controlada por um voltímetro de RF, osciloscópio ou pelo brilho de uma lâmpada incandescente em todas as posições da chave SA1. Estabelecer um amplificador de potência (ver Fig. 3) é reduzido para a seleção do resistor R100 e a posição do resistor trimmer R96 até que o sinal senoidal máximo seja obtido no equivalente da antena. Em seguida, pressionando o botão SB4 (consulte a Fig. 1), o transceptor é alternado para o modo de telégrafo e a operação da tecla do telégrafo (consulte a Fig. 15) e do oscilador local do telégrafo (consulte a Fig. 14) é verificada. Com o botão SA6 pressionado (ver Fig. 1), o manipulador SA3 (ver Fig. 15) é movido para a posição extrema esquerda (conforme o diagrama). A chave deve dar "pontos" em uma velocidade dependendo da posição do motor R140 do resistor variável. Ao mover o manipulador para a direita, deve formar um "traço". Ao alterar a resistência do resistor de ajuste R144, o melhor tom de auto-escuta é alcançado e, pelo resistor variável R204 (ver Fig. 1), um nível de som aceitável do sinal telegráfico da cabeça do alto-falante BA1. A inclinação dos decaimentos das parcelas telegráficas é regulada pela seleção do capacitor C199, controlando o sinal com um osciloscópio no equivalente da antena. Em seguida, verifique o funcionamento do transceptor no modo de transmissão SSB (botões SB4-SB8 na posição mostrada no diagrama). O mixer VD26-VD30 (ver Fig. 5) é balanceado com os trimmers R63 e C121 com o botão SA6 pressionado (ver Fig. 1) e o microfone é desligado. Em seguida, tendo conectado um microfone, dizem um longo "a ... a ... a" e, monitorando o sinal no equivalente da antena, certifique-se de que haja um sinal de banda lateral única (SSB). Sua amplitude é regulada por um resistor de ajuste R148 (ver Fig. 10). Depois disso, a operação do transceptor no modo de controle de voz (VOX) é verificada. Ao pressionar o botão SB5 com o PTT liberado, eles dizem um longo "a ... a ... a" na frente do microfone e, movendo o resistor trimmer R 118 (veja a Fig. 9), conseguem uma transição estável do transceptor para o modo de transmissão SSB. O tempo de espera necessário no modo TX (cerca de 0,2 s) é definido selecionando o resistor R 112 e o capacitor C170. Em seguida, o transceptor é sintonizado em uma estação de alta audibilidade (com o cabeçote BA1 conectado) e o resistor de ajuste R126 é usado para garantir que o sistema VOX não funcione com esse sinal. O medidor SWR é ajustado no modo de configuração (o botão SB7 "Setup" é pressionado) com a antena fictícia conectada. Mudando o transceptor para a faixa de 14 MHz, ajuste os capacitores C63 (veja a fig. 4) e C158, C159 (veja a fig. 3) até obter o sinal máximo na saída, então com um resistor de ajuste R86 (veja a fig. 2) defina a seta do dispositivo PA1 (veja a fig. 1) para a última marca da escala. Se isso não puder ser alcançado, o resistor R127 é selecionado (consulte a Fig. 13). Depois disso, o medidor SWR é mudado para o modo de medição da onda refletida (o microinterruptor SA2 é pressionado) e com a ajuda do capacitor C145 (ver Fig. 2) as leituras zero do dispositivo são alcançadas. É possível que, para obter os resultados indicados, seja necessário trocar os condutores do enrolamento do transformador de RF T5. A seguir, as conclusões 40 e 41 são trocadas e da mesma forma obtêm leituras zero do dispositivo RA1 usando o capacitor trimmer C142, após o que as conclusões são devolvidas à sua posição original. A ROE do alimentador de uma antena real é medida da seguinte forma. Ao definir a chave SA2 para a posição correspondente à medição da onda direta, ligue o transceptor no modo de configuração (pressione o botão SB7) e use o resistor variável R201 "DSB" (consulte a Fig. 1) para definir a seta PA1 para a última marca da escala (essa leitura é considerada 100%). Em seguida, o SA2 é movido para a posição de medição da onda refletida e as leituras do instrumento A são feitas (também em unidades relativas). SWR é determinado pela fórmula SWR \u100d (100 + A) / (2 - A). Mais detalhes sobre como configurar um medidor de ROE podem ser encontrados em [XNUMX]. Ao estabelecer uma unidade de proteção do amplificador de potência, a resistência do equivalente da antena é alterada para que o ROE se torne igual a 3. O resistor de compensação R86 (consulte a Fig. 2) é usado para fechar o amplificador. Se isso falhar, os resistores R88, R90 e o diodo Zener VD33 (Fig. 3) são selecionados com uma tensão de estabilização diferente. A operabilidade da unidade de proteção é verificada desligando brevemente a antena enquanto o transceptor está transmitindo - o amplificador de potência deve estar fechado. Para trabalhar no ar, o transceptor descrito pode ser configurado em qualquer modo (RX ou TX). Se no modo de recepção estiver sintonizado na leitura máxima do S-meter para uma estação de rádio em funcionamento, não será necessário configurá-lo no modo de configuração do transmissor (com o botão SB7 pressionado). Por outro lado, se a máquina estiver configurada neste modo, ela também estará configurada para receber. Literatura
Autor: V.Rubtsov (UN7BV), Astana, Cazaquistão
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