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Em nosso país, a transmissão estereofônica em um sistema com tom piloto está se tornando cada vez mais difundida. O equipamento externo usado para receber transmissões através deste sistema possui decodificadores estéreo (SD) de um tipo de chave em um projeto de microcircuito. Eles são tecnologicamente convenientes para repetição em massa, mas, no entanto, são inferiores, segundo o autor, aos decodificadores estéreo do tipo matriz. Radioamadores que desejam melhorar o desempenho de seus receptores estéreo são encorajados a construir um sistema decodificador estéreo com um tom piloto (PT) com separação de espectro, também chamado às vezes de soma-diferença ou matriz, muito raramente usado neste sistema de transmissão estéreo.

Em nosso país, onde, como se sabe, foi adotado um sistema de radiodifusão estéreo com oscilações polares moduladas (PMC) [1], os decodificadores de matriz estéreo (SD) são amplamente utilizados. Isso é explicado pelo fato de que a subportadora suprimida durante a transmissão em 14 dB pode ser restaurada com relativa facilidade no SD. Neste caso, um sinal harmônico com uma proporção "normal" da subportadora e suas bandas laterais é detectado por um detector de diodo de onda completa. O sinal de diferença detectado é somado (subtraído) com o sinal total na matriz resistiva, onde os canais são separados.

No exterior (e recentemente na Rússia, quando as estações de rádio operam na faixa de 88 ... 108 MHz), o chamado sistema com tom piloto (PT), igual à metade do valor da frequência da subportadora, é amplamente utilizado, ou seja, 19 kHz. A subportadora neste sistema é quase completamente suprimida durante a transmissão, deixando apenas as bandas laterais do sinal de supertom, que não podem ser detectadas sem distorção por detectores de diodo convencionais. Por esta razão, a grande maioria dos SDs para um sistema com PT são classificados como chaves.

Nos primeiros modelos de tais LEDs baseados em elementos discretos, para obter pulsos que controlam interruptores (geralmente diodos), foi utilizado o dobro da frequência do FET [2]. Nos LEDs baseados em microchips que apareceram posteriormente, os pulsos de controle são obtidos pela divisão da frequência de um oscilador de referência controlado por tensão (VCO), que é coberto por um sistema PLL. O FET é comparado em um sistema PLL com uma frequência VCO dividida em até 19 kHz e fornece estabilização de frequência e fase dos pulsos de controle.

Recentemente, LEDs-chave semelhantes em design de microchip (microcircuitos A290, TA7342, TA7343, etc.) também apareceram no mercado doméstico. Isso permite que radioamadores criem LEDs simples para receber transmissões estéreo na faixa de 88 ... 108 MHz, cuja transmissão começou há 5 a 6 anos e está se tornando mais difundida em nosso país.

No entanto, com as vantagens conhecidas dos LEDs principais, como simplicidade de implementação do circuito (especialmente em um projeto de microcircuito), boa separação de canais - essa classe de LEDs, de acordo com a profunda convicção do autor, ainda não pode fornecer estéreo verdadeiramente de alta qualidade recepção. O fato é que a informação total prevalece em um sinal musical real - em [1] é indicado que o coeficiente de modulação de uma subportadora raramente ultrapassa 30% no máximo 80% possível, e em primeira aproximação, o sinal que passa pelo LED pode ser considerado monofônico. A comutação constante do sinal que ocorre nos LEDs principais, de fato, faz com que o componente de baixa frequência seja amostrado em uma frequência muito baixa (38 ou 31,25 kHz), enquanto de acordo com [3], para eliminar a influência do frequência de amostragem no sinal de baixa frequência, deve ser maior que a frequência mais alta do sinal de baixa frequência (15 kHz para um sistema com oscilações moduladas polarmente) pelo menos 4 - 5 vezes, ou seja, ser 60...75 kHz. A consequência desse "processamento" de um sinal de baixa frequência é a deterioração do som em frequências mais altas, enquanto os indicadores formais de qualidade dos LEDs obtidos em um sinal de teste senoidal podem ser muito altos - o coeficiente de distorção não linear é de 0,2 .. 0,3% ou menos.

Nos LEDs de matriz, o sinal de soma não é amostrado, enquanto o sinal de diferença, cujo valor, conforme mencionado acima, é pequeno, com detecção de onda completa acaba sendo "amostrado" com uma frequência duas vezes maior que a da subportadora, ou seja, 76 ou 62,5 kHz.

Isso melhora a qualidade do sinal de diferença restaurado e, consequentemente, os sinais na saída do LED.

As considerações acima foram verificadas experimentalmente pelo autor ao comparar o som dos LEDs da matriz [4] e da tecla [5].

Apesar do circuito muito primitivo e da base elementar do LED da matriz, seu som, na opinião do autor, excedia significativamente o som do LED principal, que se distinguia por altas frequências difusas e borradas. A única vantagem do LED principal era, talvez, apenas uma qualidade ligeiramente superior de separação de canais.

O elo fraco dos LEDs de matriz conhecidos é o detector de subportadora de diodo, que é realizado usando um transformador de alta frequência com um grande número de voltas do enrolamento secundário, pois para obter um nível aceitável de distorção durante a detecção de diodo, a entrada tensão do detector deve ser de vários volts [1]. As capacitâncias parasitas do transformador de alta frequência acabam sendo significativas, o que causa distorções de amplitude e fase de frequências mais altas e piora a separação de canais.

A distorção do sinal de diferença pode ser significativamente reduzida usando detectores síncronos, em particular aqueles baseados em comutadores CMOS. Esses detectores permitem detectar (ao contrário do diodo) sinais de amplitude mínima, incluindo aqueles com uma portadora completamente suprimida, que ocorre em um sistema FET. Eles introduzem distorções extremamente pequenas, que são praticamente determinadas pela relação entre a resistência do canal aberto da chave e a resistência de entrada do próximo estágio, que é aconselhável executar na forma de seguidor de emissor (fonte). Absolutamente as mesmas soluções de circuito podem ser usadas para formar os pulsos que controlam as teclas CMOS como nos LEDs de tecla "padrão", ou seja, VCO com PLL e divisor de frequência.

Levando em consideração as considerações anteriores, foi desenvolvida a SD proposta para um sistema com FET, cujo diagrama esquemático é apresentado a seguir.

Principais características técnicas do SD

• Tensão de entrada KSS, mV......60...90
• Relação de transmissão......3
• Separação de canais, dB, não menos......25

O dispositivo consiste em quatro blocos funcionais:

• amplificador de um sinal estéreo complexo (CSS) com um detector chave e matrizes resistivas A1 (Fig. 1);
• controle do modelador de pulso A2 (Fig. 2);
• filtro passa-baixa A3 (Fig. 3);
• bloco de indicação estéreo e automáticos estéreo A4 (Fig. 4).

O sinal de entrada (diretamente da saída do demodulador FM do receptor ou sintonizador), que, via de regra, tem valor de 60 ... 90 mV, é alimentado no bloco amplificador A1, feito nos transistores VT1, VT2 (Figura 1). Da saída do amplificador, o KSS vai para o circuito R11 C6, que corrige a pré-distorção do sinal total (t = 50 μs). A parte harmônica do sinal (bandas laterais da subportadora mais FET) através do capacitor C5, que junto com os resistores R12 e R14 forma um filtro passa-alto, que suprime parcialmente o sinal total, entra na base do transistor VT5. Os transistores VT5 e VT6 amplificam as bandas laterais da subportadora de 38 kHz moduladas pelo sinal de diferença, que são alocadas em um circuito oscilatório de baixa qualidade (Q = 6), consistindo no enrolamento do transformador T1 e do capacitor C8, e alimentados ao completo detector de chave de onda nas chaves do microcircuito DD1.

(clique para ampliar)

O sinal de diferença selecionado de polaridade positiva e negativa das saídas dos seguidores do emissor VT7, VT8 e VT9, VT10 através dos resistores de ajuste R21 e R26 (ajuste a separação do canal) é alimentado nas matrizes R24R25, R28R29. Aqui, através do resistor R11, o sinal total é fornecido. Os sinais dos canais A e B selecionados nas matrizes são conduzidos a um filtro passa-baixa ativo (LPF), feito de acordo com o esquema comum para esses dispositivos (Fig. 3), e depois à saída do LED.

(clique para ampliar)

O modelador de pulso de controle A2 (Fig. 2) consiste em um VCO nos transistores VT1, VT2 (f = 76 kHz) com um PLL na chave DD1.1 e op amp DA1 [6] e um divisor de frequência nos gatilhos do Microcircuito DD2, que gera pulsos "meandro" com frequência de 38 kHz para controlar as teclas do detector e uma onda quadrada com frequência de 19 kHz para o sistema PLL. Deve-se notar que o gerador RC aplicado possui uma estabilidade térmica muito alta, determinada praticamente apenas pelo TKE do capacitor C9, porém, é muito sensível à instabilidade da tensão de alimentação, que deve ser a mais baixa possível.

Para forçar o LED a mudar para o modo "Mono" com a chave SA2 (Fig. 5), por exemplo, no caso de recepção incerta, é fornecida uma chave de transistor VT4 (Fig. 1), que bloqueia a entrada do canal diferencial quando uma tensão positiva (abertura) é aplicada à sua base. A segunda chave no transistor VT3 permite "desligar" o canal total com a chave SA1 instalada diretamente na placa da unidade A1 (isso pode ser necessário ao ajustar o dispositivo). Nesse caso, apenas o sinal de diferença passa para a saída do LED, o que é conveniente para controlar "de ouvido" na configuração do decodificador ou para controle subjetivo da qualidade do sinal recebido, pois as condições de recepção insatisfatórias afetam principalmente a diferença sinal.

A unidade de indicação estéreo e automática estéreo A4 é montada de acordo com o esquema mostrado na fig. 4. O princípio de funcionamento do protótipo deste dispositivo, que é um detector FET síncrono com um elemento limiar (comparador), é descrito em detalhes em [6]. O dispositivo proposto difere do original pela presença de um amplificador de sinal de entrada em um transistor VT1 e um amplificador inversor de sinal de saída em um transistor VT2. Em vez de um comparador especializado K521CA1, como a prática tem mostrado, podem ser usados ​​amplificadores operacionais de uso geral com transistores bipolares na entrada (UCM = 5 ... 10 mV), corrigidos para ganho unitário.

Detalhes. Os capacitores C6, C8 do bloco A1 e C9 do bloco A2 devem ser de mica, poliestireno ou esmalte de vidro com tolerância de ± 5%. O resistor R11 do bloco A1 deve ter a mesma tolerância. Em vez dos transistores aplicados KTZ102V, você pode usar outros da mesma série, bem como KT315B, KT342A com h21e> 200. Os transistores KT209 podem ter qualquer índice de letras. É indesejável substituí-los por transistores p-n-p de alta frequência. Se esses transistores (KT3107, KT361, etc.) ainda precisarem ser usados, então capacitores com capacidade de 68 - 100 pF devem ser instalados entre sua base e o coletor.

O transformador T1 do bloco A1 é enrolado em uma estrutura padrão de quatro seções com um trimmer feito de ferrita 400NN de bobinas heteródinas de receptores de rádio MW e LW. Os enrolamentos são enrolados simultaneamente com três fios: dois PEV 0.1 e um PELSHO 0,09. O número de voltas é 410. O enrolamento do fio PELSHO 0,09 é o enrolamento primário, secundário (fios PEV 0,1) com uma derivação do meio, obtido conectando a extremidade de um enrolamento ao início do outro.

O design do dispositivo não é crítico - durante a prototipagem, os blocos foram conectados entre si por condutores não blindados de até 20 cm de comprimento, sem efeitos indesejáveis ​​\uXNUMXb\uXNUMXbno funcionamento do LED. Quando instalado no receptor, o LED deve ser colocado o mais longe possível dos circuitos das unidades de saída da frequência de áudio ou colocado na tela para evitar interferência de alta frequência do VCO e divisores de frequência.

Estabelecimento. No caso de usar peças reparáveis ​​para a fabricação do dispositivo, os modos dos elementos para corrente contínua são definidos automaticamente. Se a tensão de alimentação for diferente da nominal (dentro de 12 ... 15 V), o valor do resistor R1 do bloco A2 é selecionado para que a tensão no ponto de junção dos resistores R1 e R2 seja 3 ... 3.3 V. Ao selecionar o resistor R1 do bloco A4, a tensão no coletor do transistor VT1 é ajustada igual à metade da tensão de alimentação.

O transformador T1 do bloco A1 é sintonizado na frequência de 38 kHz aplicando uma tensão dessa frequência de um gerador externo (15 ... 20 mV) à entrada do LED. A tensão é controlada no enrolamento secundário do transformador T1. O fator de qualidade necessário (Q=6) é definido pelo resistor de compensação R15.

Em seguida, o LED é conectado à saída do detector do receptor com um alcance de 88 ... 108 MHz (aos circuitos de correção, se houver) e o receptor é sintonizado em uma estação recebida com confiança. O canal de soma é desligado pela chave SA1 do bloco A1. A unidade de automação estéreo, é claro, deve ser desativada. Ao ajustar o resistor R14 (e também, se necessário, R13 - aproximadamente), os dispositivos do modelador de pulso de controle A2 obtêm a aparência de um sinal de diferença detectado na saída do SD - isso é fácil de fazer "de ouvido".

Em seguida, verifique a estabilidade da recepção do sinal de diferença (ou seja, a clareza do PLL) ao alterar o intervalo.

A banda de captura (e retenção) do PLL pode ser ajustada dentro de certos limites alterando o valor do resistor R8. Depois disso, o canal de soma é ligado e, com a ajuda dos resistores trimmer R21 e R26 do bloco A1, é alcançada a separação máxima do canal. A maneira mais fácil de fazer essa operação é ao receber gravações de bandas de rock dos anos 60 e 70, quando se praticava a separação quase total dos instrumentos por canais. É possível melhorar ainda mais a separação de canais alterando o fator de qualidade do transformador T1 do bloco A1 dentro de certos limites selecionando o resistor R15, o que permite compensar até certo ponto as distorções de fase de frequência introduzidas por um FM específico caminho. No entanto, deve-se notar que este ajuste é interdependente com o ajuste de separação de canal descrito acima. Você pode determinar as saídas dos canais de LED (esquerda-direita) usando um receptor estéreo de "referência" (rádio).

Deve-se notar que é difícil sintonizar com precisão o transformador T1 de acordo com o sinal recebido para uma frequência de 38 kHz, pois, como já observado, a subportadora no sistema FET é totalmente suprimida e ausente nas pausas de transmissão. Aqui você pode usar o seguinte truque: com o receptor sintonizado na estação (existe um modo de captura PLL), dessolde temporariamente o capacitor C5 da base do transistor VT5 do bloco A1. Então, na base deste transistor, através de um capacitor com capacidade de 10 ... 15 pF, aplique pulsos com frequência de 1 kHz da saída 2 ou 2 do microcircuito DD2 do bloco A38 e, controlando a tensão em T1 com um osciloscópio, ajuste o transformador T1 para o sinal máximo. Neste caso, o transformador T1 será sintonizado na frequência de 38 kHz.

Por fim, a indicação estéreo A4 / unidade de automação estéreo (se instalada) é ajustada. O resistor R8 deste bloco regula o limite do comparador para que, na presença de um sinal estéreo, o LED HL1 acenda claramente. Na ausência de sinal e ao alterar a faixa de iluminação (e "piscar"), o LED não deve estar.

Se a tensão na entrada do LED for diferente da recomendada (60 ... 90 mV), pode ser necessário ajustar o ganho da cascata no transistor VT1 selecionando o resistor R4 (neste caso, você precisará definir novamente o modo DC deste transistor).

A qualidade do som de um receptor amador com o LED descrito foi comparada com a qualidade do som dos caminhos estéreo recebidos com LED nos microcircuitos TA7342 e TA7343. A audição foi realizada com amplificador valvulado com potência de saída de 2x15 W e sistemas acústicos 25AC-033, além de fones estéreo. Maior transparência, som natural do LED proposto é notado. A separação de canais praticamente não diferia da dos LEDs de "referência".

Literatura

1. Zhmurin P.M. Armazene decodificadores. - M.: Comunicação, 1980.
2. Godinard K. Transmissão estereofônica. Por. do tcheco. - M.: Energia, 1974.
3. Lukyanov D. Elementos analógicos discretos no caminho da frequência de áudio. - Rádio, 1984, n.º 1, p. 37-40.
4. Konovalov V. Decodificador estéreo. - Rádio, 1974, nº 3, p. 36-38.
5. Bolotnikov N1. Decodificador estéreo. - Rádio, 1982, nº 12, p. 41,42.
6. Kartsev E., Chulkov B. Decodificador estéreo com um oscilador de cristal. - Rádio, 1986, n.º 2, p. 38-42.

Autor: A.Kiselev, Moscou

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