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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Filtro de cristal transceptor. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Comunicações de rádio civis Um filtro de cristal é, como você sabe, "um bom transceptor". Este artigo apresenta o projeto prático de um filtro de quartzo de doze cristais da seleção principal para um transceptor de alta qualidade e set-top box para computador, permitindo configurar este e quaisquer outros filtros de banda estreita. Recentemente, em projetos amadores, filtros do tipo escada de oito cristais de quartzo feitos nos mesmos ressonadores são usados como filtro de seleção principal. Esses filtros são relativamente fáceis de fabricar e não requerem grandes custos de material. Programas de computador foram escritos para seu cálculo e simulação. As características dos filtros atendem totalmente aos requisitos para recepção e transmissão de sinal de alta qualidade. No entanto, com todas as vantagens, esses filtros também têm uma desvantagem significativa - alguma assimetria na resposta de frequência (inclinação plana de baixa frequência) e, consequentemente, um baixo fator de quadratura. A carga de trabalho do rádio amador determina requisitos bastante rigorosos para a seletividade de um transceptor moderno no canal adjacente, de modo que o filtro de seleção principal deve fornecer atenuação fora da banda passante de pelo menos 100 dB com um fator de quadratura de 1,5-1,8 (em -6 /- níveis de 90 dB). Naturalmente, as perdas e a resposta de frequência irregular na banda passante do filtro devem ser mínimas. Guiado pelas recomendações estabelecidas em [1], um filtro escada de dez cristais com característica Chebyshev foi escolhido como base com uma irregularidade de resposta de frequência de 0,28 dB. Para aumentar a inclinação das encostas, foram introduzidos circuitos adicionais paralelos à entrada e saída do filtro, consistindo em ressonadores e capacitores de quartzo conectados em série. Os parâmetros dos ressonadores e do filtro foram calculados de acordo com o método descrito em [2]. Para uma largura de banda de filtro de 2,65 kHz, os valores iniciais foram obtidos С1,2 = 82,2 pF, Lkv = 0,0185 H, RH = 224 Ohm. O circuito do filtro e os valores calculados das classificações do capacitor são mostrados na fig. 1.
O projeto usa ressonadores de quartzo para decodificadores PAL de televisão na frequência de 8,867 MHz, fabricados pela VNIISIMS (Alexandrov, região de Vladimir). A repetibilidade estável dos parâmetros do cristal, suas pequenas dimensões e baixo custo desempenharam seu papel na escolha. A seleção da frequência dos ressonadores de quartzo para ZQ2-ZQ11 foi realizada com uma precisão de ±50 Hz. As medições foram realizadas usando um oscilador próprio e um medidor de frequência industrial. Os ressonadores ZQ1 e ZQ12 para circuitos paralelos são selecionados de outros lotes de cristais com frequências respectivamente abaixo e acima da frequência fundamental do filtro em cerca de 1 kHz. O filtro é montado em uma placa de circuito impresso de fibra de vidro dupla face de 1 mm de espessura (Fig. 2).
A camada superior de metalização é usada como fio comum. Os orifícios na lateral da instalação do ressonador são rebaixados. As caixas de todos os ressonadores de quartzo são conectadas a um fio comum por meio de solda. Antes de as peças serem instaladas, o filtro PCB é soldado em uma caixa estanhada com duas tampas removíveis. Além disso, na lateral dos condutores impressos, uma divisória de tela é soldada, passando entre os condutores dos ressonadores ao longo da linha axial central da placa. Na fig. 3 mostra o esquema elétrico do filtro. Todos os capacitores no filtro são KD e KM.
Feito o filtro, surgiu a dúvida: como medir sua resposta de frequência com resolução máxima em casa? Foi utilizado um computador doméstico com posterior verificação dos resultados das medições plotando a resposta de frequência do filtro por pontos usando um microvoltímetro seletivo. Para visualizar a resposta de frequência do filtro em -100 dB, o gerador deve ter um nível de ruído lateral abaixo do valor especificado e o detector deve ter boa linearidade com uma faixa dinâmica máxima de pelo menos 90 ... 100 dB. Por esta razão, o gerador de ruído foi substituído por um gerador de varredura convencional (Fig. 4).
O circuito de um oscilador de quartzo [4] é tomado como base, no qual a densidade espectral de potência relativa do ruído é - 165 dB / Hz. Isso significa que a potência do ruído do gerador em uma desafinação de 10 kHz em uma banda de 3 kHz é menor que a potência da oscilação principal do gerador em 135 dB! O código-fonte foi ligeiramente modificado. Portanto, em vez de transistores bipolares, são usados transistores de efeito de campo e um circuito que consiste em um indutor L1 e varicaps VD1 - VD2 é conectado em série com um ressonador de quartzo ZQ5. A frequência do oscilador é sintonizada em relação à frequência de quartzo dentro de 5 kHz, o que é suficiente para medir a resposta de frequência de um filtro de banda estreita. Um ressonador de quartzo no gerador é semelhante a um filtro. No modo gerador de frequência de varredura, a tensão de controle para os varicaps VD2 - VD5 é fornecida a partir de um gerador de tensão dente de serra feito em um transistor de junção única VT2 com um gerador de corrente em VT1 . Para o ajuste manual da frequência do gerador, é usado um resistor multivoltas R11. Chip DA1 funciona como um amplificador de tensão. A tensão de controle senoidal originalmente concebida teve que ser abandonada devido à velocidade desigual da passagem do MCF em diferentes seções da resposta de frequência do filtro e, para atingir a resolução máxima, a frequência do gerador foi reduzida para 0,3 Hz. A chave SA1 seleciona a frequência do gerador "serra" - 10 ou 0,3 Hz. O desvio de frequência do GKCH é definido por um resistor de ajuste R10. O diagrama esquemático do bloco detector é mostrado na fig. 5. O sinal da saída do filtro de quartzo é aplicado à entrada X2 se o circuito L1C1C2 for usado como carga do filtro. Se as medições forem realizadas em filtros carregados com resistência ativa, este circuito não é necessário. Em seguida, o sinal do resistor de carga é aplicado à entrada X1 e o condutor que conecta a entrada X1 ao circuito é removido da placa de circuito impresso do detector.
Um seguidor de fonte com uma faixa dinâmica de mais de 90 dB em um poderoso transistor de efeito de campo VT1 corresponde à resistência de carga do filtro e à impedância de entrada do mixer. O detector é feito de acordo com o esquema de um mixer balanceado passivo baseado nos transistores de efeito de campo VT2, VT3 e possui uma faixa dinâmica de mais de 93 dB. As portas combinadas dos transistores através dos circuitos P C17L2C20 e C19L3C21 recebem tensões senoidais antifase de 3 ... 4 V (rms) do oscilador de referência. O oscilador de referência do detector, feito no chip DD1, possui um ressonador de quartzo com frequência de 8,862 MHz. O sinal de baixa frequência formado na saída do mixer é amplificado cerca de 20 vezes por um amplificador no chip DA1. Como as placas de som dos computadores pessoais têm uma entrada de impedância relativamente baixa, um poderoso amplificador operacional K157UD1 é instalado no detector. A resposta de frequência do amplificador foi ajustada para que abaixo de 1 kHz e acima de 20 kHz haja uma redução de ganho de aproximadamente -6 dB por oitava. O oscilador é montado em uma placa de circuito impresso feita de fibra de vidro dupla face (Fig. 6). A camada superior da placa serve como um fio comum, os orifícios para os condutores das partes que não têm contato com ela são escareados. A placa é soldada em uma caixa de 40 mm de altura com duas tampas removíveis. A caixa é feita de folha de estanho.
Os indutores L1, L2, L3 são enrolados em quadros padrão com diâmetro de 6,5 mm com aparadores de ferro carbonílico e colocados em telas. L1 contém 40 voltas de fio PEV-2 0,21, L3 e L2 - 27 e 2+4 voltas de fio PELSHO-0,31, respectivamente. A bobina L2 é enrolada no topo de L3 mais perto da extremidade "fria". Todas as bobinas são padrão - DM 0,1 68 μH. Resistores fixos MLT, sintonizados R6, R8 e R10 tipo SPZ-38. Resistor de múltiplas voltas - PPML. Capacitores permanentes - KM, KLS, KT, óxido - K50-35, K53-1. O estabelecimento do GKCH começa com a definição do sinal máximo na saída do gerador de tensão dente de serra. Ao controlar o sinal no pino 6 do chip DA1 com um osciloscópio, os resistores de ajuste R8 (ganho) e R6 (offset) definem a amplitude e a forma do sinal mostrado no diagrama no ponto A. Ao selecionar o resistor R12, a geração estável é alcançada sem entrar no modo de limitação de sinal. Selecionando a capacitância do capacitor C14 e ajustando o circuito L2L3, o sistema oscilatório de saída é sintonizado para ressonância, o que garante uma boa capacidade de carga do gerador. O trimmer da bobina L1 define os limites de ajuste do oscilador dentro de 8,8586-8,8686 MHz, que cobre marginalmente a banda de resposta de frequência do filtro de quartzo testado. Para garantir a sintonia máxima do GKCH (pelo menos 10 kHz) em torno do ponto de conexão L1, VD4, VD5, a camada superior da folha é removida. Sem carga, a tensão senoidal de saída do gerador é de 1 V (rms). A unidade do detector é feita em uma placa de circuito impresso feita de fibra de vidro dupla face revestida com folha (Fig. 7). A camada superior da folha é usada como fio comum. Os furos para as conclusões das peças que não têm contato com um fio comum são rebaixados. A placa é soldada em uma caixa de estanho de 35 mm de altura com tampas removíveis. Sua resolução depende da qualidade de fabricação do acessório.
As bobinas L1-L4 contêm 32 voltas de fio PEV-0,21, enroladas em voltas em armações com diâmetro de 6 mm. Trimmers em bobinas de núcleos de blindagem SB-12a. Todos os indutores tipo DM-0,1. Indutância L5 - 16 μH, L6, L8 - 68 μH, L7 - 40 μH. O transformador T1 é enrolado em um circuito magnético anular de ferrite 1000NN de tamanho K10x6x3 mm e contém 7 voltas no enrolamento primário, 2x13 voltas de fio PEV-0,31 no secundário. Todos os resistores de sintonia - SPZ-38. Durante o pré-ajuste do bloco, um osciloscópio de alta frequência controla o sinal senoidal nas portas dos transistores VT2, VT3 e, se necessário, ajusta as bobinas L2, L3. Bobina compensadora L4, a frequência do oscilador de referência é removida abaixo da largura de banda do filtro em 5 kHz. Isso é feito para reduzir o número de várias interferências que reduzem a resolução do dispositivo na área de trabalho do analisador de espectro. O gerador de frequência de varredura é conectado a um filtro de quartzo através de um circuito oscilatório correspondente com um divisor capacitivo (Fig. 8).
Durante o ajuste, isso permitirá que você obtenha baixa atenuação e ondulação na banda passante do filtro. O segundo circuito oscilatório correspondente, como já mencionado, está localizado no acessório do detector. Após montar o circuito de medição e conectar a saída do decodificador (conector X3) ao microfone ou entrada de linha da placa de som de um computador pessoal, iniciamos o programa analisador de espectro. Existem vários desses programas. O autor utilizou o programa SpectraLab v.4.32.16, localizado em: cityradio.narod.ru/utilJties.html. O programa é fácil de usar e tem ótimos recursos. Então, lançamos o programa "SpektroLab" e, ajustando as frequências do GKCH (no modo de controle manual) e o oscilador de referência no anexo do detector, definimos o pico do espectrograma GKCh para cerca de 5 kHz. Além disso, ao equilibrar o misturador do anexo do detector, o pico do segundo harmônico é reduzido ao nível de ruído. Depois disso, o modo GKCh é ligado e a tão esperada resposta de frequência do filtro em teste aparece no monitor. Primeiro, a frequência de oscilação de 10 Hz é ativada e, ajustando a frequência central usando R11 e, em seguida, a banda de oscilação R10 (Fig. 4), definimos uma "imagem" aceitável da resposta de frequência do filtro em tempo real. Durante as medições, ajustando os circuitos correspondentes, consegue-se uma não uniformidade mínima na banda passante. Além disso, para atingir a resolução máxima do dispositivo, ligamos a frequência de oscilação de 0,3 Hz e definimos o número máximo possível de pontos de transformada de Fourier (FFT, autor 4096..8192) e o valor mínimo do parâmetro de média (Averaging, autor 1) no programa. Como a característica é desenhada em várias passagens do GKCh, o modo de armazenamento do voltímetro de pico (Hold) é ligado. Como resultado, obtemos no monitor a resposta em frequência do filtro em estudo. Usando o cursor do mouse, obtemos os valores digitais necessários da resposta de frequência obtida nos níveis necessários. Neste caso, não se deve esquecer de medir a frequência do oscilador de referência no anexo do detector, para então obter os valores reais das frequências dos pontos de resposta de frequência. Depois de avaliar a "imagem" inicial, as frequências da ressonância série ZQ1n ZQ12 são ajustadas, respectivamente, às inclinações inferior e superior da resposta de frequência do filtro, atingindo uma quadratura máxima de -90 dB. Em conclusão, usando a impressora, obtemos um "documento" completo para o filtro fabricado. Como exemplo, na fig. 9 mostra o espectrograma da resposta de frequência deste filtro. O espectrograma do sinal GKCH também é mostrado lá. A irregularidade visível da inclinação esquerda da resposta de frequência no nível de -3 ... -5 dB é eliminada reorganizando os ressonadores de quartzo ZQ2-ZQ11.
Como resultado, obtemos as seguintes características do filtro: -6 dB banda passante - 2,586 kHz, irregularidade da resposta de frequência na banda passante - menos de 2 dB, fator de quadratura -6 / -60 dB níveis - 1,41; por níveis -6/-80 dB - 1,59 e por níveis -6/-90 dB - 1,67; atenuação na banda - menos de 3 dB e atrás da banda - mais de 90 dB. O autor decidiu verificar os resultados obtidos e mediu ponto a ponto a resposta em frequência do filtro de quartzo. Para as medições, foi necessário um microvoltímetro seletivo com um bom atenuador, que era um microvoltímetro do tipo HMV-4 (Polônia) com sensibilidade nominal de 0,5 μV (ao mesmo tempo, fixa bem os sinais com um nível de 0.05 μV) e um atenuador de 100 dB. Para esta opção de medição, foi montado o esquema mostrado na Fig. 10. XNUMX. Os circuitos correspondentes na entrada e na saída do filtro são cuidadosamente blindados. Os fios de conexão blindados são de boa qualidade. Os circuitos de "terra" também são cuidadosamente feitos.
Ao alterar suavemente a frequência do GKCH com o resistor R11 e alternar o atenuador em 10 dB, fazemos as leituras do microvoltímetro, passando por toda a resposta de frequência do filtro. Usando os dados de medição e a mesma escala, construímos um gráfico da resposta de frequência (Fig. 11).
Devido à alta sensibilidade do microvoltímetro e ao ruído lateral baixo do GKCH, os sinais no nível de -120 dB são bem fixados, o que é claramente refletido no gráfico. Os resultados da medição foram os seguintes: -6 dB largura de banda - 2,64 kHz; resposta de frequência irregular - menos de 2 dB; A relação de quadratura de -6/-60 dB é de 1,386; por níveis -6/-80 dB - 1,56; por níveis -6/-90 dB - 1,682; por níveis -6/-100 dB - 1,864; atenuação na banda - menos de 3 dB, atrás da banda - mais de 100 dB. Algumas diferenças entre os resultados da medição e a versão do computador são explicadas pela presença de acúmulo de erros de conversão digital para analógico quando o sinal analisado muda em uma grande faixa dinâmica. Deve-se notar que os gráficos acima da resposta de frequência do filtro de quartzo foram obtidos com um mínimo de trabalho de ajuste e com uma seleção mais cuidadosa dos componentes, as características do filtro podem ser visivelmente melhoradas. O circuito oscilador proposto pode ser usado com sucesso para medir a seletividade de sinal único, bem como para medir a faixa dinâmica de transceptores de até 110...120 dB. Este dispositivo pode ser usado com sucesso para avaliar os indicadores de qualidade do caminho IF de transceptores, a operação de AGC e detectores. Ao aplicar o sinal do oscilador ao detector, na saída do decodificador para o PC, obtemos o sinal do oscilador de baixa frequência da frequência oscilante, com o qual você pode ajustar fácil e rapidamente qualquer filtro e cascata do caminho de baixa frequência do transceptor. Não é menos interessante usar o anexo do detector proposto como parte do indicador panorâmico do transceptor. Para fazer isso, conecte um filtro de quartzo com uma largura de banda de 8...10 kHz à saída do primeiro mixer. Além disso, o sinal recebido é amplificado e aplicado à entrada do detector. Neste caso, você pode observar os sinais de seus correspondentes com níveis de 5 a 9 pontos com boa resolução. Literatura
Autor: G.Bragin (RZ4HK)
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