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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Superteste do receptor de rádio. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / recepção de rádio O receptor permite receber sinais de estações de rádio amador operando CW e SSB nas faixas de 1,8; 3,5; 7; 10; 14; 18; 21; 24 e 28 MHz. características técnicas
A energia pode ser fornecida a partir de uma rede elétrica de 220 V CA ou de uma fonte de 12...24 V CC. O circuito receptor é mostrado na fig. 1. É um super-heteródino com uma conversão de frequência. O sinal de RF através do soquete da antena XW1 e do capacitor C1 entra pela chave SA1.1 para a parte da bobina L1, que junto com o capacitor variável (CPE) C3 forma o circuito de entrada. A reestruturação do receptor de alcance para alcance é realizada fechando a parte correspondente das voltas da bobina com a seção do interruptor de alcance SA1.2. A seção do interruptor SA1.1 em qualquer uma das faixas conecta apenas uma parte das voltas (cerca de metade) da bobina do circuito de entrada à antena, proporcionando assim uma correspondência aceitável com a antena.
Na faixa de 1,8 MHz, o capacitor C3 é conectado em paralelo ao KPI C2, o que permite sintonizar nessa faixa de frequência com uma diminuição simultânea na taxa de sobreposição de frequência. O sinal de RF do circuito de entrada através de C4 é alimentado nas primeiras portas dos transistores de efeito de campo VT1 e VT2, nos quais é feito um mixer balanceado comutável. O ganho deste estágio do receptor é de cerca de 8. O sinal do GPA (gerador de faixa suave) feito no transistor VT1 de acordo com o esquema Wakar é alimentado nas segundas portas dos transistores através do transformador T9 em antifase. O gerador de acordo com este esquema aumentou a estabilidade de frequência. O switch SA1.3 conecta vários capacitores ao circuito GPA nas faixas apropriadas, garantindo a geração das frequências necessárias com a sobreposição de frequência necessária. A tensão da fonte de alimentação do GPA é estabilizada por um estabilizador paramétrico VD15R45. O amplificador de sinal GPA é montado no transistor VT10. Um filtro passa-baixa elíptico de sétima ordem com frequência de corte de 12,65 MHz é conectado à sua saída. Nas bandas de 10, 21, 24 e 28 MHz, o GPA gera metade da frequência necessária para obter o IF desejado (5,5 MHz). A duplicação necessária ocorre no misturador (VT1, VT2) quando os contatos do relé K1.1 são comutados para a posição esquerda (conforme o diagrama). O segundo grupo de contatos de relé K1.2 fornece a conexão do resistor R2 em paralelo com R3 para garantir o melhor modo de conversão nas faixas indicadas. A seção do interruptor SA1 controla a ativação do relé K1.4. Nas demais faixas, não ocorre a duplicação de frequência do GPA no mixer. Nas faixas de 21, 24 e 28 MHz, apenas metade do enrolamento de entrada do transformador T2 é ligada na saída do mixer, o que aumenta a taxa de transformação nessas faixas. Como resultado, a sensibilidade do receptor também é melhorada. O enrolamento de saída do transformador T2 e os capacitores C8, C9 formam um circuito IF sintonizado na frequência de 5,5 MHz. O sinal retirado deste circuito é amplificado pelo primeiro estágio IF, que é feito em um transistor de efeito de campo VT3. A tensão AGC é fornecida ao segundo portão deste transistor através do resistor R9. O circuito IF está incluído no circuito de dreno. A seleção principal é realizada por um filtro tipo escada de oito cristais de quartzo (ZQ1-ZQ8). A largura de banda do filtro no modo SSB é de 2,4 kHz (Fig. 2).
Quando os contatos do relé K2.1 e K2.2 estão fechados, a banda se estreita para 1 kHz (modo CW - Fig. 3).
O sinal IF filtrado é amplificado pelo segundo estágio IF (transistor VT4). A segunda porta deste transistor também está conectada aos circuitos AGC através do resistor R15. Da saída VT4, o sinal IF através do estágio de inversão de fase no transistor VT5 é alimentado ao misturador balanceado em anel VD1-VD4 (detector de sinal SSB). Um sinal com frequência de 5,5 MHz é fornecido ao outro braço do mixer, que é gerado por um oscilador local de quartzo em um transistor VT11. O resistor trimmer R20 pode ser usado para ajustar o coeficiente de transferência da cascata no transistor VT5. Um seguidor de emissor de um sinal de oscilador local de quartzo é feito no transistor VT12. Da saída do mixer balanceado em anel, o sinal de frequência de áudio através do filtro C39R24C40 RC vai para um pré-amplificador de baixa frequência feito no chip DA1 e dele através do resistor de controle de volume R31 para o ULF final (transistores VT6, VT7, VT8). O interruptor SA2 pode desligar a cabeça dinâmica BA1. O conector XS1 foi projetado para conectar fones de ouvido. Da saída do microcircuito DA1, o sinal de baixa frequência também vai para o retificador de sinal AGC, montado nos diodos VD7 e VD8. O tempo de resposta do sistema AGC é determinado pela capacitância do capacitor C94. O amplificador de sinal AGC é feito no transistor VT13. O circuito emissor deste transistor inclui um microamperímetro RA1 com uma corrente de deflexão total de 100 μA (S-meter). O resistor R58 serve para limitar a tensão máxima fornecida aos segundos portões dos transistores VT3, VT4 (não deve ser superior a 5 V). O resistor variável R59 ajusta o ganho de FI manualmente. O limite AGC é selecionado pelo resistor R64. O circuito aplicado permite que você leia as leituras do S-meter, independentemente da posição do controle deslizante do resistor R31 ou da posição da chave SA2. Além disso, à medida que o ganho de FI diminui, as leituras do S-meter diminuem, o que corresponde à lógica, em contraste com o esquema AGC usado no receptor de rádio "TURBO-TEST". A fonte de alimentação do receptor consiste em um transformador TZ, uma ponte retificadora VD11 e um regulador de tensão +12 V no amplificador operacional DA2 e nos transistores VT14, VT15. O coletor do transistor VT15 é conectado ao gabinete do dispositivo, o que possibilitou não apenas dispensar um dissipador de calor adicional, mas também usar uma tensão negativa (presente no emissor VT15 em relação ao gabinete) para travar os estágios ociosos do set-top box transmissor no modo de recepção. O coletor do transistor VT8 também é conectado ao gabinete, e o transistor VT7 tem contato térmico com o chassi do receptor por meio de uma gaxeta de mica. Isso tornou possível evitar o uso de dissipadores de calor separados. As frequências geradas pelo GPA do receptor são apresentadas na Tabela. 1 e dados de enrolamento de circuitos e transformadores - na tabela. 2. O transformador T1 é enrolado em três e T2 - em quatro fios torcidos juntos (passo de torção - 3 mm). Enrolamento de bobina de chumbo a bobina.
O design das bobinas L1, L7 e seus dados de enrolamento são os mesmos do receptor "TURBO-TEST" [1, 2]. A caixa do receptor, os contornos da placa de circuito impresso, o vernier, os capacitores do GPA e o circuito de entrada, bem como o transformador de potência, são usados da mesma forma e no receptor "TURBO-TEST". As bobinas do filtro IF e elíptico são colocadas em telas de alumínio. As molduras das bobinas L1 e L7 são de cerâmica, o restante das bobinas são de poliestireno. Um esboço da bobina L1 é mostrado na fig. 4. Enrolamento seccionado. As seções são separadas por bochechas feitas de getinax de 1 mm de espessura. Eles são bem colocados na moldura e colados com cola Moment. O comprimento da estrutura da bobina L7 é de 46 mm.
O receptor usa resistores MLT, SPZ-9a, SPZ-386. Capacitores - KT-1, KD-1, KM, KLS, K50-6, K53-1. Para sintonizar o receptor em frequência, foi usado o chamado diferencial KPI ("borboleta") YaD4.652.007 da estação de rádio R-821 (822). Para aumentar a capacidade máxima, seus estatores são conectados entre si e os rotores são conectados a um fio comum. Em termos da dependência da capacitância do ângulo de rotação do rotor, esses capacitores são capacitivos diretos, portanto, sem nenhum truque especial, foi possível obter um alongamento suficientemente grande da escala nas seções do telégrafo. Relés K1 e K2 - versão RES60 RS4.569.437 (corrente operacional - 12,4 mA e resistência do enrolamento - 675 ... E25 Ohm). Interruptor SA1 - ha-voo PGZ-11P4N. O biscoito SA1.4 está localizado entre o biscoito SA1.3 (localizado próximo à placa de circuito impresso) e os biscoitos SA1.1, SA1.2 (localizado próximo ao painel frontal do receptor); SA2 - microtumbler MT-1; SA3 - botão P2K com fixação na posição pressionada; SA4 - microtumbler MT-3. Cabeça de medição RA1 - microamperímetro M476/3 com uma corrente de deflexão total da flecha 100 μA (do gravador "Romantic-3"). No filtro de quartzo e no oscilador de quartzo, ressonadores de quartzo do conjunto "Ressonadores de quartzo para radioamadores" nº 1 (passaporte IG2.940.006 PS), fabricado pela fábrica de fabricação de instrumentos Omsk com o mesmo nome. Kozitsky. Transformador de rede TK - TVK de uma TV de tubo preto e branco. Para melhorar a confiabilidade, é desejável modificá-lo, conforme descrito em [3] (desmontar as placas do circuito magnético e montá-las com uma sobreposição, removendo assim a folga entre as placas). Antes da instalação no receptor, o transformador deve ser colocado em uma tela em forma de caixa de aço macio com espessura de 0,5 ... 0,8 mm. A maioria das peças do receptor é montada em uma placa de circuito impresso de fibra de vidro de 1,5 mm de espessura. A bobina L1 é montada no painel frontal, a bobina L7 está na placa de circuito impresso, os eixos de suas projeções se cruzam em um ângulo de 90°. O GPA é separado do oscilador de referência e do restante dos estágios do receptor por uma tela - uma partição de 46 mm de altura, dobrada em chapa de latão com 1 mm de espessura. O filtro de quartzo também é separado por um defletor de latão semelhante. As telas das bobinas L8, L9, L10 formam uma espécie de tela para o mixer VT1, VT2, separando-o do restante das cascatas. O estabelecimento do receptor começa com a verificação da ausência de curto-circuito nos circuitos de energia. Então, ajustando o resistor R68, a tensão de alimentação é ajustada na saída do estabilizador (no cátodo do diodo VD9 em relação ao gabinete) +12 V. Em seguida, os modos dos transistores VT1-VT4 são definidos para direto corrente selecionando os resistores nos circuitos de porta (R1, R7, R13) para que em suas fontes fosse estabelecida uma tensão constante de cerca de +0,9 V. O modo do transistor VT10 é selecionado pelo resistor R43. A operação especificada deve ser realizada com a antena desligada, a chave de alcance na posição "14 MHz", os controles deslizantes dos resistores R31 e R59 nas posições correspondentes ao ganho máximo. O resistor R58 é selecionado de acordo com o ganho máximo com um sinal não distorcido nos estágios IF, enquanto a tensão constante no coletor do transistor VT13 deve estar dentro de +3 ... 5 V. Em qualquer caso, não deve exceder +5 v. O estabelecimento do terminal ULF consiste em selecionar o resistor R33 para definir a corrente quiescente dos transistores de saída VT7, VT8 igual a 9 mA e selecionar R35 para definir a tensão de alimentação desses transistores igual à metade da tensão de alimentação . Ao selecionar o resistor R27, a tensão de alimentação no pino 5 do chip DA1 é definida, igual à metade da tensão de alimentação. Ao selecionar o resistor R29, você pode alterar o ganho da cascata em uma direção ou outra (nesse caso, sua resposta de frequência muda um pouco). O filtro de quartzo é ajustado selecionando capacitores de acordo com o método descrito em [4]. Quando os contatos do relé K2 estão fechados, a largura de banda deve diminuir para 1 kHz. Se a largura de banda for diferente da especificada, os capacitores C16, C18 devem ser selecionados. As frequências GPA são definidas de acordo com a Tabela. 1 ajustando os capacitores C56-C63. Depois disso, a compensação térmica é realizada substituindo os capacitores C52, C66, C64, C67, C68 na faixa de 18 MHz por capacitores iguais em valor nominal, mas com TKE (coeficiente de temperatura de capacitância) diferente. Da mesma forma, substitua os capacitores C49-C51, C53-C55, C105 nas faixas restantes. Ao ajustar as bobinas L8-L10, um filtro elíptico é sintonizado, alcançando uma frequência de corte de 12,65 MHz e a ausência de quedas perceptíveis na resposta de frequência. A frequência do oscilador local de quartzo VT11 é definida ajustando a bobina L13 na inclinação inferior da característica do filtro de quartzo. Ajustando a bobina L11, eles alcançam o sinal máximo no emissor do transistor VT12. Ao aplicar um sinal do GSS com uma frequência correspondente à faixa selecionada, C3, L2, L4 são ajustados para o sinal de saída máximo. A seleção do resistor R2 alcança a maior taxa de conversão nas bandas de HF. Ao ajustar o resistor R23, o mixer é balanceado para a melhor supressão do sinal do oscilador local de quartzo. A seleção do resistor R55 garante a ausência de distorção do sinal senoidal do oscilador local na amplitude máxima. Ao selecionar o resistor R64, um nível aceitável de operação do AGC é definido. A constante de tempo AGC é ajustada selecionando o capacitor C94. Para operação estável, é desejável desviar a junção base-emissor do transistor VT15 com um resistor de 1 ... 3 kOhm. Literatura
Autor: Vladimir Rubtsov (UN7BV)
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