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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Transceptor HDK-97. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Comunicações de rádio civis No projeto proposto, são utilizados muitos nós de outros dispositivos, cujas descrições foram publicadas na literatura de rádio amador. Essa abordagem permitiu ao autor deste artigo criar um transceptor multibanda relativamente simples com boas características técnicas. O transceptor "HDK-97" foi projetado para comunicações ON e SSB em bandas amadoras de 10, 15, 20, 40, 80 e 160 metros. Durante seu desenvolvimento, a tarefa era criar um dispositivo tecnologicamente avançado e facilmente repetível usando o já conhecido (melhor, segundo o autor) circuito de rádio amador. Várias cópias de transceptores foram fabricadas com as seguintes características técnicas:
O transceptor é feito de acordo com o esquema com uma conversão de frequência e consiste em 14 blocos funcionalmente completos. A base do aparelho é o bloco A1 (Fig. 1). Este é um caminho de transceptor reverso de baixo sinal, cuja descrição foi publicada em [1]. Foi submetido a algumas modificações. Sem entrar em detalhes, apenas notamos que foram feitos acréscimos ao esquema, que permitiram melhorar significativamente o funcionamento do caminho.
No circuito de controle em cascata no transistor VT1, por exemplo, o relé K1 é introduzido. Com seus contatos no modo transmissão, desconecta a bobina de acoplamento do transformador T1 do alvo do emissor do transistor, impedindo a autoexcitação da cascata. O controle automático de ganho é realizado em uma frequência intermediária, e não em baixa, como na fonte original. O circuito fonte do amplificador IF ressonante no transistor VT3 inclui uma cascata de controle AGC no transistor VT4. Na ausência de um sinal (no modo de recepção), uma tensão de cerca de +3 V do bloco A1 (AGC) é fornecida ao pino 3,5 do bloco A5. O transistor VT4 está aberto e o IF tem ganho máximo. Com o advento do sinal, a tensão AGC diminui de +3,5 V para zero, o transistor VT4 fecha e, consequentemente, o ganho em cascata no transistor VT3 cai. A resistência de carga do filtro de quartzo ZQ1 (determinada pelo resistor R12) não muda, pois o coletor VT4 é conectado em alta frequência a um fio comum através do capacitor C13. O segundo mixer no T5VD20-VD23T6 é complementado com um resistor de ajuste R16, que possibilitou equilibrar o mixer e eliminar completamente o portador. Desacoplamento aprimorado do segundo misturador com cascatas UZCH. Na frequência IF, ele é carregado constantemente com 50 ohms através do capacitor C24, e a cadeia L10C25 evita que ele seja desequilibrado pelos estágios subsequentes. O UZCH preliminar é feito em dois transistores - VT5 e VT6. Possui alto ganho com baixo nível de ruído próprio. A substituição do chip DA1 (VLF) KV74УН4 pelo chip К174УН7 permitiu remover o problema de autoexcitação do amplificador e simplificar esta montagem (não havia necessidade de estabilizador de +9 V). A utilização do chip K140UD6 (DA2) no amplificador de microfone em vez de transistores simplificou o estabelecimento dessa cascata. O caminho é complementado com um dispositivo de autocontrole no modo de transmissão (T7VD16-VD19), que é emprestado sem alterações de [2]. Na fig. 2 mostra um diagrama de um filtro de quartzo. É feito de acordo com o esquema de escada em ressonadores importados usados em decodificadores de TV.
Com boa repetibilidade, o filtro praticamente não requer ajuste. Suas principais características são as seguintes:
O esquema GPA (A2) é mostrado na fig. 3.
O oscilador mestre é feito em um análogo do diodo lambda, que é montado nos transistores VT2 e VT3. Dispositivos desse tipo têm alta eficiência, boa estabilidade de temperatura, amplitude de sinal de saída relativamente grande e, o mais importante, estável. O oscilador mestre é alimentado por um estabilizador nos elementos VT1 e DA1. Transistor VT4 - amplificador de buffer de banda larga. O chip DD1 permite que você obtenha a mesma tensão de RF de amplitude na saída do gerador em toda a faixa de frequência. O gerador é reconstruído com um KPES11 duplo em paralelo com o qual capacitores adicionais são conectados pelos contatos de relé K1 - K5. Na tabela. 1 mostra as frequências que o GPA cobre ao operar em diferentes faixas e as designações de referência dos elementos correspondentes a elas.
O relé K5 e o capacitor C10 são introduzidos caso, ao repetir o projeto, haja o desejo de introduzir uma faixa adicional. No varicap VD2, é feito um circuito de desafinação, que é ligado pelos contatos do relé K6. Na fig. 4 mostra o diagrama do amplificador de sinal GPA (bloco A3). Este é um amplificador de banda larga com feedback negativo. Tais amplificadores têm baixo nível de ruído, baixa irregularidade de resposta de frequência, impedâncias de entrada e saída pouco dependentes da frequência (próximo a 50 Ω) e uma faixa dinâmica relativamente grande [3].
O oscilador de referência A4 é feito de acordo com o esquema capacitivo de três toneladas com estabilização de frequência de quartzo. Seu diagrama está na Fig. 5.
Ajustando a indutância da bobina L1, conectada em série com o ressonador de quartzo ZQ1, pode-se diminuir a frequência do gerador. A conexão do capacitor C1 aumenta sua frequência. É assim que a banda lateral de trabalho é invertida. O amplificador AGC (bloco A5) é de dois canais. O chip DA1 e os diodos VD1 e VD2 (Fig. 6) rastreiam sinais com nível superior a 9 pontos, e DA2 e VD5VD6 - sinais com nível de 3 a 9 pontos. O nó no transistor VT1 permite ajustar o tempo de descarga do capacitor C8 e evitar o "estouro" do AGC.
Bloco A6 - caminho de recepção UHF. Seu circuito é idêntico ao do amplificador GPA e, portanto, é mostrado na Fig. 7 como um módulo comutável.
Bloco A7 - filtros passa-banda operando tanto na recepção quanto na transmissão. O esquema e o desenho do bloco são totalmente emprestados de (4). Apenas os dados de design e enrolamento dos contornos foram alterados, o que será discutido um pouco mais tarde. O bloco A8 (Fig. 8) inclui um comutador de antena (recepção / transmissão), um atenuador comutável do caminho de recepção e estágios preliminares do transmissor.
No modo de recepção, o sinal da antena através dos contatos normalmente fechados do relé K1 é alimentado aos contatos do relé K2 do atenuador, que é montado nos resistores R1-R3. Se necessário, o atenuador é ligado aplicando tensão na bobina do relé K2. Além disso, o sinal através dos contatos normalmente fechados do relé K3 entra no bloco A7. No modo de transmissão, o sinal do bloco A7 através dos contatos do relé K3 é alimentado a um amplificador de banda larga feito nos transistores VT1-VT3. As cadeias R4R6C2 e R21C15 corrigem a resposta de frequência do amplificador. O circuito amplificador de potência A9 (Fig. 9) é emprestado de [5] praticamente sem alterações.
O diagrama de blocos dos filtros passa-banda A7 (veja a primeira parte do artigo) é mostrado na fig. 10.
Os filtros passa-baixo A10 (Fig. 11) e o filtro A12 CW (Fig. 12) são emprestados de [5] quase inalterados.
A base do gerador A11 CW (Fig. 13) foi tomada como um circuito oscilador mestre com uma mudança de frequência do bloco A4.
A manipulação é realizada fechando o emissor do transistor VT1 a um fio comum através da cadeia R3R4C5C6, que forma a frente e a queda da mensagem do telégrafo. O estabilizador da fonte de alimentação A13 e o indicador de tensão de RF na antena A14 não possuem recursos especiais. Seus esquemas são mostrados na Fig. 14 e 15 respectivamente.
O esquema de conexões interbloco do transceptor e a finalidade dos controles são mostrados na Fig.16.
Todos os blocos do transceptor são feitos em placas de circuito impresso feitas de fibra de vidro dupla face. O transceptor usa peças amplamente utilizadas: resistores fixos como MLT e C1-4, sintonizados - SPZ-19, SPZ-22, SP4-1. Ajuste dos resistores dos controles principais (Fig. 15) - SP-1 e SPZ-12. Capacitores permanentes dos tipos KM, KLS, KD, K10-17v, capacitores de óxido - K50-16, K50-35, K50-29. Capacitores do oscilador mestre no bloco A2 (GPA) - tipo KSO ou SGM (grupo G). Capacitor de capacidade variável C11 - tipo KPE-2 (2x12 ... 495 pF), no qual as placas do rotor e do estator "dois a um" são removidas. Interruptores: SA1 - biscuit 11PZN, SA2 - SA8 - microchaves MTD1, SA9 - chave seletora T1. Relé em blocos: A1-A2 - RES49 (passaporte RS4.569.425); A4, A7, A12 - RES49 (passaporte RS4. 569.423); A7 e K1, K2 na fig. 15 - RES47 (passaporte RF4.500.417). No bloco A8, relés K1 - RES47 (passaporte RF4.500.419), K2 - RES60 (passaporte RS4.569.438), K3 -RES55A (passaporte RS4.569.602). Os dados de enrolamento dos indutores dos blocos A7 e A10 são dados na Tabela. 2 e 3, respectivamente, os dados das bobinas e transformadores dos demais blocos estão na Tabela. 4.
A bobina GPA L1 é enrolada em uma moldura de cerâmica, pré-revestida com uma fina camada de cola BF-2. Após o enrolamento, a bobina deve ser seca a uma temperatura de cerca de + 100 ° C, colocando-a no forno por uma hora. O desenho de uma das bobinas do bloco A7 é mostrado na fig. 17.
Como moldura, foi utilizado um pedaço de cabo coaxial com diâmetro externo de 12 mm, do qual foram removidos o núcleo central e a trança. Mover as bobinas L1 e L3 em relação a L2 permite ajustar a resposta de frequência do filtro. Na fig. 18 e 19 mostram o projeto do transformador amplificador de potência T1.
Tubos de cobre localizados dentro dos circuitos magnéticos de ferrite formam o enrolamento do transformador no circuito de dreno do transistor. Enrolamento secundário - duas voltas de fio MGTF 0,35. Núcleos magnéticos de ferrite М600НН tamanho K 10x7x12 mm. O transformador da fonte de alimentação do transceptor é baseado no padrão TC-160. Os enrolamentos secundários são removidos e novos enrolamentos são enrolados em seu lugar - 2x75 voltas de fio PEV-21,5 (II-II`) e 2x2 voltas de fio PEV-2 0,4 (III-III`). Esboços do projeto do transceptor são mostrados na fig. vinte.
No primeiro estágio, o transceptor é sintonizado no modo de recepção. e inicie-o verificando as tensões de saída da fonte de alimentação em modo inativo (os nós do transceptor são desabilitados). Depois de verificar que está em bom estado e que as tensões indicadas no diagrama estão presentes, todos os blocos são conectados, com exceção dos circuitos de +40 V. Em um gerador de faixa suave, um resistor de ajuste R3 alcança uma operação estável do oscilador principal. Em seguida, selecionando os capacitores C4 - C10, as faixas são "empilhadas" conforme Tabela. 1. A compensação térmica, se necessária, é realizada de acordo com o método repetidamente descrito na literatura de rádio amador. Ao selecionar um capacitor C16, a faixa de dessintonização necessária do gerador é definida e, ao selecionar um capacitor C12, uma forma de sinal próxima a um meandro é alcançada nas saídas dos elementos DD1.2 e DD1.3. Quando o transistor VT4 superaquece, um resistor com resistência de 100 ... 200 Ohms deve ser incluído em seu circuito de origem. O resistor trimmer R8 define a tensão de RF na saída do amplificador GPA (A3) dentro de 1,5 ... 1,7 V. Ao selecionar o capacitor C6 no oscilador de quartzo de referência (bloco A4), uma tensão de saída de 0,7 ... 1 V é alcançado. Em seguida, a frequência do gerador é "trazida" para a inclinação inferior das características do filtro de quartzo ajustando a bobina L1 e para a inclinação superior - ajustando o capacitor C1. A configuração da placa principal A1 começa com a configuração da corrente quiescente do transistor VT2 dentro de 25 ... 30 mA, selecionando o resistor R8. Depois disso, selecionando o resistor R21, eles garantem que o coletor do transistor VT6 tenha uma tensão de +6 V. Ao desconectar a entrada da unidade AGC da placa principal, a tensão de +14 V é definida no terminal 5 da placa principal com um resistor sintonizado R3 da unidade A3,5. Aplicando um sinal com nível GSS de 1 ... 1 mV na saída 10 do bloco A20 (qualquer faixa de operação) e ajustando o circuito L7L8 com o núcleo, eles atingem o nível máximo do sinal de baixa frequência na saída de o transceptor. O filtro de quartzo é combinado pela seleção dos resistores R9 e R12. A resistência do resistor R12 deve ser igual a Rin do filtro, e a resistência do resistor R9 é 4Rin, pois um transformador de resistência 2:1 está incluído no circuito de dreno do transistor VT4 do bloco A1. Se essas condições não forem atendidas, a resposta de frequência do filtro será distorcida no modo de transmissão. Após isso, é necessário restabelecer a conexão da entrada AGC com a placa principal. O procedimento para sintonizar filtros passa-banda é descrito com detalhes suficientes em [4]. Antes de configurar o bloco A5, o controle de ganho IF (resistor R2 na Fig. 16) é transferido para a posição inferior de acordo com o diagrama. Com o resistor trimmer R15 do bloco A5, é necessário posicionar a seta do dispositivo RA1 (S-meter) na última divisão da escala e, em seguida, mover o controle de ganho IF para a posição superior. O motor do resistor sintonizado R1 deve estar a aproximadamente 1/3 da posição inferior de acordo com o diagrama e R8 deve estar na posição intermediária. O diodo VD3 deve ser temporariamente dessoldado. Ao aplicar um sinal de 3 μV do GSS à entrada do transceptor e ajustar o resistor R7, o desvio da agulha do medidor S em 1 ... 3 divisões de escala é alcançado. Se isso falhar, você precisará aumentar a sensibilidade do nó ajustando o resistor R1. Antes da próxima etapa de configuração, solde o diodo VD3 no lugar e dessolde o diodo VD7. Ao aumentar a tensão do sinal do GSS para o nível de 50 μV, o resistor trimmer R4 define a seta do dispositivo para a posição extrema direita. Em seguida, o diodo VD7 é soldado no lugar. Ao aplicar brevemente um sinal com um nível GSS de 50 μV à entrada do transceptor, ajustando o resistor R8, é definido o tempo de atraso de liberação do AGC mais confortável para a audição. Para ajustar os estágios de saída, os circuitos de alimentação de +40 V são restaurados. Uma carga equivalente de 1 Ohms com uma potência de 50 ... 25 W é conectada ao conector da antena XW30. Nesta etapa, é necessário desconectar temporariamente os blocos A7 e A8. O transceptor é mudado para o modo de transmissão e, selecionando o resistor R17 no bloco A8, uma tensão de +3 V é definida no coletor do transistor VT20. No amplificador de potência A9, ajustando o resistor R2, deve-se garantir que a corrente quiescente do transistor VT1 está dentro de 250 ... 300 mA. Ao pressionar a tecla do telégrafo e ajustar a bobina L1 do gerador CW (bloco A11), um sinal com frequência de cerca de 1 kHz é definido nos telefones. Depois disso, a conexão entre o DFT e a placa do driver é restaurada. Os filtros passa-baixo A7 são sintonizados deslocando ou expandindo as voltas das bobinas das faixas correspondentes e selecionando capacitores, focando nas leituras máximas do indicador de tensão de RF (A 14) no modo de transmissão de sinal CW contínuo. No caso de queda de potência do transceptor nas bandas de HF, é necessário selecionar o capacitor C9 no bloco A8. A configuração do transceptor é descrita aqui de forma simplificada. Recomendações mais detalhadas podem ser encontradas em [1 - 5] O transceptor utiliza a escala digital de V. Krinitsky, cuja descrição é dada na coleção "Os melhores designs das 31ª e 32ª exposições da criatividade dos designers de radioamadores" (Editora DOSAAF, 1989). Literatura
Autor: V. Gladkov (RW4HDK)
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Comentários sobre o artigo: Arthur Obrigado, um artigo maravilhoso e útil para quem deseja construir um aparelho reprodutível! 73!
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