|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese|
ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Conversor de tensão quase ressonante. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Fontes de alimentação O artigo fala sobre um tipo de conversor de tensão muito promissor - quase ressonante. O dispositivo descrito fornece uma eficiência de conversão excepcionalmente alta, permite que a tensão de saída seja regulada e estabilizada e opera de forma estável com potência de carga variável. Em fontes de alimentação de rede modernas - vários equipamentos, conversores de tensão transistorizados são amplamente utilizados. Suas vantagens sobre os blocos transformadores são bem conhecidas - dimensões menores e consumo reduzido de cobre na mesma potência de saída, o que mais do que compensa sua complexidade, especialmente na produção em massa. Quanto maior a frequência de operação da conversão, maior o seu desempenho econômico. No entanto, com o aumento da frequência de comutação dos transistores, as perdas de comutação também aumentam e, consequentemente, a eficiência do conversor diminui. O valor das perdas de comutação de qualquer conversor é determinado principalmente por dois fatores - a presença de uma corrente de passagem e um tempo de fechamento significativo de transistores de comutação poderosos em uma grande corrente de coletor. Seu tempo de abertura, via de regra, é de sete a dez vezes menor e não afeta significativamente a eficiência. Através da corrente ocorre ao comutar transistores em conversores de ponte e meia ponte. Ele flui no momento em que o transistor de um braço do conversor já está aberto e o outro ainda não teve tempo de fechar. Para eliminar esse fenômeno, o processo de comutação é dividido em duas etapas. Primeiro, o transistor é fechado em um dos braços e, após 3 ... 5 μs (tempo típico de fechamento de transistores potentes), é aberto no outro. Este método é utilizado em conversores com excitação externa, mas não é aplicável em auto-oscilantes. O fechamento prolongado em alta corrente de coletor leva ao fato de que, neste momento, uma energia inútil é liberada no transistor fechado, cujo valor médio é expresso pela fórmula: P=Im*Um*F*tclose/6, onde Im é a corrente de coletor do transistor no início de seu fechamento;
Existem vários esquemas que permitem acelerar o processo de fechamento, mas exigem custos adicionais de energia e reduzem o tempo de fechamento, na melhor das hipóteses, não mais que duas vezes do passaporte, e muitas vezes só ajudam a ficar nesse valor. Além da comutação, existem perdas de energia devido a uma queda de tensão em um transistor aberto, mas elas dependem apenas da escolha dos transistores e em conversores de rede não excedem 0,5 ... 1% da potência convertida. Toda a variedade de conversores de tensão existentes, tanto com excitação externa quanto com autogerador, pode ser condicionalmente dividida em vários tipos de acordo com a natureza da corrente e tensão do coletor no momento da comutação. A primeira e mais comum é a pulsada, que se caracteriza pela corrente máxima do coletor no momento em que os transistores são fechados e a tensão máxima do coletor após. Nesse conversor, ambos os componentes das perdas de comutação atuam, portanto, em uma frequência operacional de 15 ... 25 kHz, eles representam 8 ... 15% da potência convertida. Apesar disso, os conversores de pulso são os mais comuns devido à facilidade de implementação e flexibilidade no controle da tensão de saída, o que possibilita combinar a conversão de tensão com sua estabilização. O segundo tipo é um conversor ressonante. Um exemplo simplificado disso é um oscilador LC convencional com realimentação de transformador e um circuito de polarização automático. Os elementos reativos do circuito coletor são calculados de forma que, antes de fechar o transistor, sua corrente de coletor caia para quase zero ou imediatamente após o fechamento, a tensão do coletor seja muito pequena. Isso permite reduzir as perdas totais nos transistores de comutação para 1 ... 2% da potência convertida e reduzir o nível de interferência de rádio em comparação com um conversor de pulso. No entanto, os conversores ressonantes funcionam de forma confiável apenas no modo autogerador, eles não permitem a possibilidade de regular a tensão de saída e um desvio significativo da resistência de carga do valor calculado. Em geral, no sistema conversor-estabilizador, eles perdem para os de impulso em termos de eficiência, pois requerem um estabilizador separado. O terceiro tipo é interessante e imerecidamente pouco difundido - quase ressonante, que é amplamente poupado das deficiências de ambos os anteriores. A ideia de criar tal conversor não é nova, mas a implementação prática tornou-se viável há relativamente pouco tempo, após o advento de poderosos transistores de alta tensão que permitem uma corrente de pulso de coletor significativa a uma tensão de saturação de cerca de 1,5 V. O principal diferencial e principal vantagem desse tipo de fonte de alimentação é a alta eficiência do conversor de tensão, chegando a 97 ... 98% sem levar em conta as perdas no retificador do circuito secundário, que são determinadas principalmente pela carga atual. A alta eficiência em alguns casos geralmente dispensa o uso de dissipadores de calor para transistores conversores potentes, o que permite reduzir significativamente o tamanho do equipamento, além de outras vantagens econômicas. De um conversor de pulso convencional, no qual, no momento em que os transistores de comutação são fechados, a corrente que flui através deles é máxima, o quase-ressonante difere porque, no momento em que os transistores são fechados, sua corrente de coletor está próxima de zero. Além disso, uma diminuição da corrente no momento do fechamento é fornecida pelos elementos reativos do dispositivo. Difere do ressonante porque a frequência de conversão não é determinada pela frequência ressonante da carga do coletor. Devido a isso, é possível regular a tensão de saída alterando a frequência de conversão e implementar a estabilização dessa tensão. Vamos explicar com mais detalhes o princípio de operação de um conversor quasi-ressonante de meia ponte usando um diagrama simplificado mostrado na Fig. 1a. Diagramas de corrente e tensão em pontos característicos na operação de estado estacionário são mostrados na fig. 1b. Para simplificar, vamos supor que o tempo de chaveamento dos transistores seja infinitesimal; esta simplificação, como a prática tem mostrado, não afeta a confiabilidade dos diagramas.
Assumimos também que os valores dos parâmetros dos elementos satisfazem as relações: LT>>L1 e Fpt A consideração começará a partir do momento em que o transistor VT1 abrir e através dele, bem como através do indutor L1 e do enrolamento primário do transformador T1, o capacitor C1 começar a carregar. Neste momento, a tensão no capacitor C2 e na carga Rn é menor que a tensão (Upit-Uc1)n-UD, onde Uc1 é a tensão no capacitor C1; n é a relação de transformação do transformador T1; UD - queda de tensão direta no diodo retificador VD1 (ou VD2). Nesse caso, o diodo VD1 está aberto e a corrente de carga do capacitor C2 passa por ele. Ao carregar, o capacitor C2 desvia o enrolamento secundário do transformador T1, de modo que a taxa de carregamento do capacitor C1 é determinada por sua própria capacitância e pela baixa indutância do indutor L1 e não depende da indutância do enrolamento primário do transformador. Como, à medida que o capacitor carrega, a tensão no enrolamento primário diminui e no capacitor C2 aumenta, no momento t, o diodo VD1 fecha e uma grande indutância do enrolamento primário do transformador descarregado T1 é incluída no carregamento circuito do capacitor C1. Neste caso, a corrente através do transistor aberto VT1 diminui abruptamente para o valor da corrente no enrolamento primário, que ainda é insignificante neste ponto, pois Lt>>L1. Assim, do momento t1 até o momento da comutação dos transistores t2, o aumento da corrente do coletor é determinado pela indutância do enrolamento primário do transformador descarregado, que é escolhido bastante grande. De fato, o estado do circuito no momento da comutação corresponde ao modo inativo. Em circuitos reais, o papel da bobina L1 pode ser desempenhado pela indutância de fuga do transformador. Depois de fechar o transistor VT1 e abrir o VT2, o capacitor C1 é descarregado. A corrente através do indutor e do enrolamento I do transformador flui na direção oposta, mas os processos seguem as mesmas leis. Uma condição necessária para a existência do modo descrito é que a taxa de queda de tensão no capacitor C2 quando ele é descarregado através da resistência de carga após o fechamento dos diodos deve ser menor que a taxa de queda de tensão no enrolamento primário do transformador em o mesmo período de tempo, então os diodos retificadores permanecem fechados até os próximos transistores de comutação. Para garantir perda mínima de energia, a queda de tensão direta no transistor aberto deve ser mínima em qualquer corrente de operação do coletor permitida. No entanto, para manter a corrente máxima para este base ao longo de todo o meio ciclo deste transistor é energeticamente desfavorável, e não há necessidade disso. Basta garantir que a corrente de base seja proporcional à corrente de coletor; tal controle é chamado de corrente proporcional.
Como os elementos reativos reduzem a corrente do coletor ao mínimo no momento do fechamento do transistor, a corrente de base também será mínima e, portanto, o tempo de fechamento do transistor é reduzido ao valor do tempo de abertura. Assim, o problema de passagem de corrente que ocorre durante a comutação é completamente removido. Em outras palavras, o uso do modo quase ressonante junto com o controle de corrente proporcional torna possível eliminar quase completamente as perdas de comutação. Duas opções práticas para uma fonte de alimentação com um conversor quasi-ressonante e controle proporcional de corrente são descritas abaixo. A fabricação desses blocos não causará grandes dificuldades aos radioamadores e permitirá avaliar todas as vantagens do conversor. A unidade estabilizada opera em um contador de frequência de alta frequência há mais de dois anos e não causa reclamações. Na fig. 2 mostra um diagrama esquemático de uma fonte de alimentação não estabilizada autogerada.
A principal parcela das perdas de energia na unidade recai sobre o aquecimento dos diodos retificadores do circuito secundário, e a eficiência do próprio conversor é tal que não há necessidade de dissipadores de calor para transistores. A perda de potência em cada um deles não excede 0,4 W. Seleção especial de transistores para quaisquer parâmetros também não é necessária. Quando a saída é fechada ou a potência máxima de saída é excedida, a geração é interrompida, protegendo os transistores contra superaquecimento e quebra. O filtro, composto pelos capacitores C1-C3 e o indutor L1L2, foi projetado para proteger a fonte de alimentação contra interferências de alta frequência do conversor. A partida do oscilador é fornecida pelo circuito R4C6 e pelo capacitor C5. As oscilações são geradas como resultado da ação de um feedback positivo através do transformador T1, e sua frequência é determinada pela indutância do enrolamento primário deste transformador e pela resistência do resistor R3 (com o aumento da resistência, a frequência aumenta). O enrolamento IV do transformador T1 é projetado para controle de corrente proporcional de transistores. É fácil ver que o poderoso transformador de isolamento T2 e os circuitos de controle dos transistores de comutação (transformador T1) são separados, o que permite enfraquecer significativamente a influência da capacitância parasita e da indutância do transformador T2 na formação da corrente de base de transistores. Os diodos VD5 e VD6 limitam a tensão no capacitor C7 no momento em que o conversor é iniciado, enquanto o capacitor C8 é carregado com a tensão operacional. Ao configurar o dispositivo, é necessário garantir que o conversor opere em modo quase ressonante. Para fazer isso, um resistor temporário com resistência de 7 ... 1 ohms com potência de 3 W é conectado em série com o capacitor C2 e, aplicando um sinal desse resistor à entrada do osciloscópio, a forma de os pulsos de corrente do coletor de ambos os transistores são observados na tela na carga máxima. Estes devem ser pulsos alternados bipolares em forma de sino que não se sobrepõem no tempo. Se eles se sobrepõem, é necessário reduzir a indutância do indutor L3 desenrolando 10 ... 15% das voltas ou reduzir a frequência de geração do conversor selecionando o resistor R3. Observe aqui que nem todos os osciloscópios permitem medições em circuitos que não são isolados galvanicamente da rede elétrica. O indutor L1L2 e o transformador T1 são enrolados nos mesmos núcleos magnéticos de anel K12x8x3 de ferrite 2000NM. Os enrolamentos do indutor são realizados simultaneamente, "em dois fios", com fio PELSHO 0,25; o número de voltas é 20. O enrolamento I do transformador T1 contém 200 voltas de fio PEV-2 0.1, enrolado a granel, uniformemente ao longo do anel. Os enrolamentos II e III são enrolados "em dois fios" - 4 voltas de fio PELSHO 0,25; o enrolamento IV é uma bobina do mesmo fio. Para o transformador T2, foi utilizado um circuito magnético de anel K28x16x9 feito de ferrita 3000NN. O enrolamento I contém 130 voltas de fio PELSHO 0,25, dispostas volta a volta. Enrolamentos II e III - 25 voltas de fio PELSHO 0,56 cada; enrolamento - "em dois fios", uniformemente ao redor do anel. O indutor L3 contém 20 voltas de fio PELSHO 0,25 enrolado em dois núcleos magnéticos de anel K12x8x3 de ferrite 2000NM dobrados juntos. Os diodos VD7, VD8 devem ser instalados em dissipadores de calor com área de dissipação de pelo menos 2 cm2 cada.
O dispositivo descrito foi projetado para ser usado em conjunto com reguladores analógicos para vários valores de tensão, portanto, não havia necessidade de supressão de ondulação profunda na saída da unidade. A ondulação pode ser reduzida ao nível necessário usando os filtros LC usuais em tais casos, como, por exemplo, no bloco descrito abaixo. O esquema de uma fonte de alimentação estabilizada baseada em um conversor quase ressonante é mostrado na fig. 3. A tensão de saída é estabilizada alterando apropriadamente a frequência de operação do conversor.
Como no bloco anterior, os poderosos transistores VT1 e VT2 não precisam de dissipadores de calor. O controle simétrico desses transistores é implementado usando um gerador de pulso mestre separado montado em um chip DD1. O gatilho DD1.1 funciona no gerador real. Os pulsos têm uma duração constante definida pelo circuito R7C12. O período é alterado pelo circuito OS, que inclui o optoacoplador U1, para que a tensão na saída da unidade seja mantida constante. O período mínimo define o circuito R8C13. O gatilho DD1.2 divide a frequência de repetição desses pulsos por dois, e a tensão de onda quadrada é fornecida da saída direta para o amplificador de corrente do transistor VT4VT5. Além disso, os pulsos de controle amplificados por corrente diferenciam o circuito R2C7 e, já reduzidos para uma duração de aproximadamente 1 μs, entram pelo transformador T1 no circuito básico dos transistores VT1, VT2 do conversor. Esses pulsos curtos servem apenas para chavear os transistores - fechando um deles e abrindo outro. A corrente de base do transistor aberta pelo pulso de controle suporta a ação de uma realimentação de corrente positiva através do enrolamento IV do transformador T1. O resistor R2 também serve para amortecer as oscilações parasitas que ocorrem no momento do fechamento dos diodos retificadores do circuito secundário no circuito formado pela capacitância entre espiras do enrolamento primário do transformador T1, do indutor L3 e do capacitor C8. Essas oscilações parasitas podem causar comutação descontrolada dos transistores VT1, VT2. A versão descrita do controle do conversor permite manter o controle de corrente proporcional dos transistores e ao mesmo tempo ajustar a frequência de sua comutação para estabilizar a tensão de saída. Além disso, a energia principal do gerador de excitação é consumida apenas nos momentos de comutação de transistores potentes, portanto a corrente média consumida por ele é pequena - não ultrapassa 3 mA, levando em consideração a corrente do diodo Zener VD5. Isso permite que ele seja alimentado a partir do circuito primário através do resistor de extinção R1. O transistor VT3 funciona como um amplificador de tensão de sinal de controle, assim como em um estabilizador de compensação. O coeficiente de estabilização da tensão de saída do bloco é diretamente proporcional ao coeficiente de transferência de corrente estática deste transistor. O uso de um optoacoplador de transistor U1 fornece isolamento galvânico confiável do circuito secundário da rede elétrica e alta imunidade a ruídos na entrada de controle do oscilador mestre. Após a próxima troca dos transistores VT1, VT2, o capacitor C10 começa a recarregar e a tensão na base do transistor VT3 começa a aumentar, a corrente do coletor também aumenta. Como resultado, o transistor optoacoplador abre, mantendo o capacitor do oscilador mestre C13 em um estado descarregado. Depois de fechar os diodos retificadores VD8, VD9, o capacitor C10 começa a descarregar para a carga e a tensão nele cai. O transistor VT3 fecha, pelo que o carregamento do condensador C13 começa através da resistência R8. Assim que o capacitor for carregado com a tensão de comutação do gatilho DD1.1, um alto nível de tensão será definido em sua saída direta. Neste momento, ocorre a próxima comutação dos transistores VT1, VT2, bem como a descarga do capacitor C13 através do transistor aberto do optoacoplador. O próximo processo de recarga do capacitor C10 começa, e o gatilho DD1.1 após 3 ... 4 μs retornará novamente ao estado zero devido à pequena constante de tempo do circuito R7C12, após o qual todo o ciclo de controle é repetido, independentemente de qual dos transistores - VT1 ou VT2 - abre no meio ciclo atual. Quando a fonte é ligada, no momento inicial, quando o capacitor C10 está completamente descarregado, não há corrente através do LED do optoacoplador, a frequência de geração é máxima e é determinada na constante de tempo principal do circuito R8C13 (a constante de tempo do circuito R7C12 é várias vezes menor). Com as classificações desses elementos indicadas no diagrama, essa frequência será de cerca de 40 kHz e, após dividi-la com um gatilho DD1.2, será de 20 kHz. Depois de carregar o capacitor C10 para a tensão operacional, o loop de estabilização OS nos elementos VD10, VT3, U1 entra em operação, após o qual a frequência de conversão já dependerá da tensão de entrada e da corrente de carga. As flutuações de tensão no capacitor C10 suavizam o filtro L4C9. Os chokes L1L2 e L3 são os mesmos do bloco anterior. O transformador T1 é feito em dois núcleos magnéticos de anel K12x8x3 de ferrite 2000NM dobrados juntos. O enrolamento primário é enrolado em massa uniformemente em todo o anel e contém 320 voltas de fio PEV-2 0,08. Os enrolamentos II e III contêm 40 voltas de fio PELSHO 0,15; eles são enrolados "em dois fios". O enrolamento IV consiste em 8 voltas de fio PELSHO 0,25. O transformador T2 é feito em um circuito magnético de anel K28x16x9 feito de ferrite 3000NN. Enrolamento 1-120 voltas de fio PELSHO 0,15, e II e III - 6 voltas de fio PELSHO 0,56, enroladas "em dois fios". Em vez do fio PELSHO, você pode usar o fio PEV-2 de diâmetro apropriado, mas, ao mesmo tempo, duas ou três camadas de pano envernizado devem ser colocadas entre os enrolamentos. O indutor L4 contém 25 voltas de fio PEV-2 0,56 enrolado em um circuito magnético de anel K12x6x4,5 feito de ferrita 100NN1. Qualquer bobina pronta com uma indutância de 30 ... 60 μH para uma corrente de saturação de pelo menos 3 A e uma frequência operacional de 20 kHz também é adequada. Todos os resistores fixos são MLT. Resistor R4 - trimmer, qualquer tipo. Capacitores C1-C4, C8 - K73-17, C5, C6, C9, C10-K50-24, o resto - KM-6. O diodo zener KS212K pode ser substituído por KS212Zh ou KS512A. Os diodos VD8, VD9 devem ser instalados em radiadores com área de dissipação de pelo menos 20 cm2 cada. Para estabelecer a unidade, é necessário conectar um resistor temporário com resistência de 1 kΩ com potência de 1-0,25 W em paralelo com o resistor R1 e, sem conectar a carga, aplicar uma tensão constante ou alternada com amplitude de 15 ... 20 V na entrada da unidade e uma tensão constante de 5 V na saída na polaridade correta. Coloque o controle deslizante do resistor R4 na posição inferior de acordo com o diagrama. A entrada Y do osciloscópio é conectada ao coletor e emissor do transistor VT2. Na tela, devem ser visíveis pulsos retangulares com ciclo de trabalho de 2 ("meandro") com amplitude de 14 ... 19 V e frequência de 20 kHz. Se, quando o controle deslizante do resistor R4 é movido para cima, a frequência diminui e as oscilações param, então a unidade de estabilização está funcionando normalmente. Tendo definido a frequência dentro de 4 ... 3 kHz com o resistor R5, desligue a energia da entrada e da saída, remova o resistor temporário. Um equivalente de carga é conectado à saída do bloco, e a entrada é conectada à rede, e a tensão de saída é definida pelo resistor R4. A eficiência de ambos os blocos pode ser aumentada se forem usados diodos Schottky em vez dos diodos KD213A, por exemplo, qualquer um da série KD2997. Neste caso, dissipadores de calor para os diodos não são necessários. Literatura:
Autor: E. Konovalov
Máquina para desbastar flores em jardins
02.05.2024 Microscópio infravermelho avançado
02.05.2024 Armadilha de ar para insetos
01.05.2024
▪ Bicicleta Urtopia com ChatGPT ▪ Uma vaca do tamanho de um cachorro foi criada ▪ Matemática é melhor estudada no jogo ▪ Novas tecnologias para redes comutadas ▪ Retina artificial em fotocélulas
▪ seção do site Reguladores de energia, termômetros, estabilizadores de calor. Seleção de artigos ▪ um artigo de Pogibosh, como Aubrey. expressão popular ▪ artigo O que é o enigma do Nilo? Resposta detalhada ▪ artigo Aerosleigh Triumph. transporte pessoal
Comentários sobre o artigo: Alexander Belomestnykh Eu colecionei este conversor uma vez. O único problema é que não inicia. Para começar, tive que adicionar um circuito em um transistor kt315g. E assim o esquema funciona.
Página principal | Biblioteca | Artigos | Mapa do Site | Revisões do site
www.diagrama.com.ua |
Veja outros artigos seção 
Últimas notícias de ciência e tecnologia, nova eletrônica:
Todos os idiomas desta página