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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Fonte de alimentação de comutação de 10 quilowatts para um amplificador de concerto. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Fontes de alimentação A potência consumida pelas instalações de amplificação nas aparelhagens de discotecas e pequenos espaços atinge os 2...10 kW. Ao mesmo tempo, os estágios de saída dos amplificadores requerem tensões de alimentação de ±80 a ±160 V (e superiores). Este artigo propõe uma fonte de alimentação chaveada bipolar (SMPS) (Fig. 1), projetada para alimentar os estágios finais de um concerto UMZCH. Entre os dispositivos de alimentação descritos nas páginas da revista no momento, este SMPS é o mais poderoso. O SMPS fornece uma tensão de saída bipolar constante, que é estabilizada de acordo com o princípio da largura de pulso, e também possui um sistema de proteção contra sobrecorrente (a proteção contra superaquecimento dos componentes não é fornecida). O SMPS é alimentado por uma rede trifásica com frequência de 3 Hz. A inclusão de uma fonte na rede na ausência de uma carga de saída não leva a um acidente, mas apenas afeta negativamente o coeficiente de estabilização de tensão. Mas deve-se enfatizar que o lançamento normal do SMPS é realizado somente após a ligação preliminar de todas as outras unidades e sistemas do complexo de áudio. A frequência de conversão do dispositivo é relativamente baixa (50 kHz) e se deve às propriedades de frequência dos poderosos transistores chave do conversor de pulso. Se não houver desequilíbrio de fase. o fator de potência do SMPS pode chegar a 25, devido à peculiaridade da operação do retificador Larionov com diodo zero e filtro com resposta indutiva.
Finalidade dos componentes A proteção da fonte de alimentação em caso de mau funcionamento do dispositivo é fornecida por um disjuntor trifásico FU3. Os varistores RU1, RU1 bloqueiam picos de curto prazo que ocorrem na rede. Os indutores L6 ... L2, juntamente com os capacitores C5, C7, C10, C11, C22 C28, C32, C34, C35, C37, C39, C44, C45 ... C221, desempenham a função de um filtro reativo de alta frequência que suprime a ondulação que poderia passar para a rede de abastecimento. Os resistores R223...R45 amortecem as bobinas L47...L3, reduzindo sua EMF de auto-indução. A tensão de rede alternada filtrada é conectada ao retificador Larionov VD35 com um diodo zero VD36. A frequência de ondulação em sua saída é de 300 Hz. O indutor L11 com uma pequena indutância é necessário para filtrar o componente de alta frequência que pode entrar na rede de alimentação e também para que, quando os capacitores C317, C346 C381 forem conectados à saída do retificador Larionov, o fator de potência praticamente não diminua e a forma da corrente de fase não é distorcida. Os capacitores de polipropileno C317, C346, C381 são necessários para o funcionamento normal do conversor de pulsos. Os resistores fixos R63 ... R66 descarregam os capacitores C317, C346.C381 após a conclusão do dispositivo. Graças ao enrolamento II do indutor de dois enrolamentos L11 e ao diodo VD38, a energia armazenada no campo magnético do indutor é recuperada nos capacitores C317, C346, C381 do circuito de alimentação do conversor. Os varistores RU7 e RU8 suprimem os impulsos de sobretensão causados pela auto-indução EMF do indutor L11. Se a tensão de alimentação trifásica for de 3 V e não houver desequilíbrio de fase, as tensões de fase Uf serão iguais a
Na tensão de rede nominal em marcha lenta, a tensão constante na saída do retificador Larionov é
Na realidade, devido ao fato de haver quedas de tensão nos diodos do retificador VD35, no tiristor aberto VS1, no enrolamento I da bobina L11 etc., a tensão CC fornecida ao conversor de pulso pode ser aproximadamente 10% menor . A carga dos capacitores C317, C346 ... C381 no momento em que a fonte é ligada gera um pulso de corrente que flui pela ponte Larionov VD35. Para garantir que a carga dos capacitores do filtro não cause sobrecargas de corrente, é utilizado um circuito de partida passo a passo, cujo elemento de atuação é o tiristor VS1. No momento em que a fonte é ligada, o VS1 é fechado e a corrente de carga C317, C346 ... C381 flui pelo resistor R53, que o limita a 22,6 A (na tensão máxima da rede). Essa corrente não é perigosa para os diodos VD35 (a corrente máxima consumida pelo conversor de pulso é de aproximadamente 24 A). Depois de carregar os capacitores do filtro, o R53 é desviado por um tiristor VS1, que liga com um atraso determinado pelo circuito C287-R57. Abre o transistor de efeito de campo VS1 VT12, o resistor R55 limita a corrente do eletrodo de controle (a resistência R55 é selecionada para que a corrente do eletrodo de controle exceda a corrente de desbloqueio com uma margem). O capacitor C286 evita a ativação acidental do tiristor por interferência. O circuito para limitar o pulso de corrente gerado pela carga dos capacitores C317, C346 ... C381 é alimentado por um estabilizador paramétrico R54-VD37-VT11. O capacitor C288 suprime a ondulação de tensão. Os ventiladores M1 ... MZ são alimentados pelo mesmo estabilizador, cujo EMF de auto-indução dos enrolamentos é suprimido pelo diodo VD39. O estabilizador é conectado a um retificador de comutação com um filtro LC de suavização em C228, C229, L6, VD27, VD30. Choke L6 - demodulando. É necessário que a tensão nos capacitores C228 e C229 seja proporcional ao efetivo, e não ao valor da amplitude da tensão no enrolamento II do transformador T4. Capacitor de polipropileno C229 com baixa resistência parasitária e derivação de indutância do capacitor eletrolítico C228 em alta frequência, evitando o superaquecimento deste último. O enrolamento primário do transformador linear T2 é conectado ao filtro de rede através do fusível FU2. e o enrolamento secundário é conectado a um retificador de ponte VD24 com um filtro de suavização C36, C38. A tensão retificada é conectada ao estabilizador paramétrico R34-VD13-VT9, cuja tensão estabilizada é fornecida ao filtro em forma de U C14-C19 -L1, C23, C27, C30. O oscilador mestre SMPS é construído em um chip DA1 - um controlador UC2 de 3825 tempos fabricado pela Texas Instruments (Unitrode) com circuitos de amarração. "A corrente máxima de cada um dos principais transistores do IC indicado é 2 A com duração de pulso de 0,5 μs (0,5 A constante) A finalidade dos pinos do IC UC3825 em uma caixa de plástico DIP-16 (Fig. 2) é a seguinte: 1 - entrada inversora do amplificador de erro,
Nos resistores R2, R10, R52, R58 (Fig. 1), é organizado um divisor de tensão de saída do SMPS, que é aplicado aos capacitores C230 ... C257, C258 ... C285. Os elementos C5 e R11 aumentam a imunidade ao ruído do sistema de controle automático. A tensão CC que cai nos resistores R2 e R10 é conectada à entrada inversora do amplificador de erro do chip DA1. De acordo com os dados de referência do fabricante, esta tensão deve estar na faixa de -0,3 ... + 7 V em relação ao pino 10 do microcircuito. Se uma tensão constante de 2 V for fornecida ao divisor R10-R52-R58-R200, ajustando a resistência R10, é possível obter tensão no pino 1 de DA1 na faixa de +0,27 ... +5,3 V ( em relação ao potencial dos pinos 10 e 12). Deve-se notar que o ajuste de R10 irá alterar a tensão de saída e, consequentemente, a tensão na entrada inversora do amplificador de sinal de erro. O sistema de estabilização da tensão de saída funciona assim. Se a tensão de saída do SMPS aumentar por qualquer motivo, a tensão do divisor para o pino 1 de DA1 também aumentará. Isso causa uma diminuição no ciclo de trabalho dos pulsos gerados pelo microcircuito que entra nos módulos de potência, ou seja, uma diminuição na duração dos pulsos bipolares em uma frequência de geração constante. A tensão efetiva nos enrolamentos secundários do transformador de pulso T4 é reduzida e a tensão CC após o indutor demodulador L7, aplicada aos capacitores C230 ... C285, retorna ao seu nível original. O controle de tensão CC é realizado precisamente na entrada do filtro de alta frequência de potência, e não em sua saída, pois a presença de um deslocamento de fase excessivo levaria à instabilidade do sistema de controle automático de tensão de saída (em vez de feedback negativo, positivo pode ocorrer feedback e auto-excitação do SMPS). É de extrema importância que os capacitores C230...C243 e C258...C271 tenham os valores mínimos de resistência parasita e indutância. A cadeia R9-C8 é um amplificador de sinal de erro corretivo. A tensão de referência (+5,1 V) é aplicada diretamente na entrada não inversora 2 do amplificador de erro. O capacitor cerâmico C2 filtra as ondulações. As classificações R1, R4 e C1 definem a frequência dos pulsos gerados pelo DA1. A capacitância C1 determina a duração da pausa ("tempo morto") entre pulsos de diferentes polaridades. Quanto maior a capacitância C1, maior o tempo morto. Nos componentes C6, R3, VT1, é montado um circuito de partida "suave" do oscilador mestre DA1. Elementos R12, C12, C13 - um filtro passivo que suprime ondulações de alta frequência e "separa" os circuitos preliminares de baixa corrente e o estágio final de alta corrente DA1. Os capacitores C12 e C13 devem ter o mínimo possível de resistência parasitária e indutância. Capacitor C13 - cerâmico. A tensão nominal do capacitor de tântalo C12 não deve ser inferior a 50 V, caso contrário, pode romper e os capacitores de tântalo geralmente falham com o circuito fechado. Entre o estágio de saída do microcircuito DA1 e os circuitos para forçar a descarga das capacitâncias do emissor-porta dos principais transistores dos módulos de potência VT2 e VT10, existe um driver com dois MOSFETs VT5 e VT6. Seu objetivo é aumentar a potência dos pulsos fornecidos ao enrolamento I do transformador correspondente T1. Os resistores R16 e R17 atrasam a abertura e o fechamento dos transistores VT5 e VT6, e R18 e R19 descarregam suas capacitâncias de porta-fonte, os circuitos RC C20-R22 e C21-R23 são necessários para amortecer os semi-enrolamentos primários do transformador de pulso T1. Sem eles, a forma dos pulsos de controle dos principais transistores dos módulos VT2 e VT10 ficaria muito distorcida, o que inevitavelmente levaria a uma emergência. A força da corrente que flui através do enrolamento primário I de um transformador de pulso de potência. T4, monitora o transformador de corrente TK. Os pulsos de corrente, fluindo através dos resistores R39, R40, R43 e R44, criam quedas de tensão sobre eles, cuja magnitude é proporcional à corrente do enrolamento primário. A taxa de aumento de tensão nesses resistores é reduzida pelos circuitos RC C40-R37 e C41-R38, que, além disso, contribuem para o rápido amortecimento de processos oscilatórios parasitas. Transils bidirecionais (transil - Transient Voltage Suppression Diode) VD20 e VD21 limitam a amplitude dos pulsos de sobretensão. Os pulsos retificam os diodos Schottky VD16 e VD17, carregados em C3 e R33, formando um detector de pico. A tensão retificada é fornecida ao divisor de tensão R27-R32.Ao girar o controle deslizante do resistor sintonizado R27, é ajustada a sensibilidade necessária, que o sistema de proteção de corrente deve ter. Do divisor de tensão, o sinal de sobrecarga é alimentado ao filtro multilink C9-C29-C31-R15-R26, que suprime ondulações de alta frequência. Quanto maior a capacitância C9, C29, C31 e quanto maior a resistência R15 e R26, maior a inércia do sistema de proteção de corrente. Se for excessivamente inercial, não será capaz de desempenhar funções de proteção, e se for muito rápido, falsos positivos são possíveis. A tensão do sinal de sobrecarga filtrada é alimentada na entrada 9 do microcircuito DA1, que, no caso de um aumento de emergência na corrente, bloqueará o controlador. Enquanto a tensão no pino 9 de DA1 é +0,9...+1,1 V em relação ao pino 10, o ciclo de trabalho do pulso diminui e, se essa tensão atingir +1,25...+1,55 B, a geração do pulso para. O tempo de atraso de desligamento típico para o pino 9 do UC1825, UC2825 e UC3825 é de apenas 50 ns, e o tempo de atraso máximo não excede 80 ns. De acordo com o livro de referência, a tensão máxima que pode ser aplicada na entrada 9 em relação ao pino 10 é +6 V, e neste dispositivo não passa de 3,8 V. O transformador correspondente T1, o transformador de corrente T3 e o transformador de pulso de energia T4 fornecem isolamento galvânico dos circuitos de entrada e saída do dispositivo. O transformador T1 assume as funções de isolamento galvânico dos circuitos para descarga forçada das capacitâncias de porta dos módulos IGBT VT2 e VT10 entre si e do driver do transistor. Os circuitos de travamento forçado dos módulos IGBT VT2 e VT10 são representados por quatro grupos de componentes: R13, R20, R24, VD5, VD7, VD9, VT3; R14, R21, R25, VD6, VD8, VD10, VT4; R28, R30, R35, VD11, VD14, VD18, VT7; bem como R29, R31, R36, VD12, VD15, VD19, VT8. Os resistores R20, R21, R30 e R31 são necessários para desacelerar a ativação e desativação dos transistores correspondentes nos módulos de potência VT2 e VT10, para reduzir a amplitude e a duração dos processos oscilatórios. Sem isso, haveria o perigo de perda de controlabilidade dos módulos IGBT devido ao "quebra" das estruturas parasitas do tiristor, causado por uma taxa de variação de sinal excessivamente alta. Especialistas da Powerex, Inc., que fabrica módulos de potência CM300DU-24NFH, recomendam valores de resistor de porta na faixa de 1...10 ohm. Os resistores R24, R25, R28 e R29 amortecem as oscilações parasitas que ocorrem nos circuitos. Se removermos as cargas dos enrolamentos II, III, IV e V do transformador correspondente T1 e dos resistores R24, R25, R28 e R29, a forma dos pulsos de tensão nos enrolamentos secundários deste transformador assume a forma mostrada na Fig. 3 (duração da varredura - 5 μs / div.) . A obtenção de pulsos com tais processos oscilatórios amortecidos deve ser evitada.
Quando a fonte de alimentação é ligada, a tensão da fonte de alimentação do conversor é aplicada aos divisores de tensão parasitas formados pelas capacitâncias gate-emissor e gate-coletor dos módulos IGBT. Se você não limitar a tensão entre as portas e os emissores em um nível seguro para os transistores, eles romperão. A tensão do emissor-porta dos módulos IGBT CM300DU-24NFH não deve exceder ±20 V, que é um valor normal para esta classe de dispositivos. Os circuitos gate-emissor são protegidos por diodos de fixação bidirecionais VD5, VD6, VD18 e VD19. A descarga acelerada das capacitâncias do emissor-porta dos módulos IGBT é fornecida pelos transistores pn-p bipolares VT3, VT4, VT7 e VT8, que, quando abertos, desviam das entradas de controle das chaves eletrônicas. Os resistores R13, R14, R35, R36 também ajudam a descarregar as capacitâncias do emissor-porta. Potentes diodos limitadores VD3, VD4, VD22 e VD23 protegem os principais transistores contra sobretensões. Correntes de amortecimento C3-R7-VD1; C4-R8-VD2; C42-R41-VD25; C43-R42-VD26 são amortecedores. Se eles estivessem ausentes, toda vez que as chaves fossem travadas nos cristais IGBT, os módulos de potência VT2 e VT10 liberariam brevemente uma grande potência, calculada em muitos quilowatts, e isso causaria intensa degradação dos semicondutores dos transistores de potência e , no final das contas, levaria à sua saída. Os capacitores C46.C220 evitam a polarização CC de longo prazo do núcleo do transformador de pulso. T4, o que pode causar saturação do circuito magnético T4. Em diodos poderosos VD31. VD34, desviado com amortecedores C224-R48, C225-R49, C226-R50 e C227-R51, dois retificadores de pulso de saída separados são montados. O indutor L7 é usado para demodulação e estabilização de tensão de grupo. Os capacitores C230 ... C285, C289 ... C316, C318 ... C345 e as bobinas L8 ... L10 formam a saída. Filtro em forma de U que suaviza ondulações de alta frequência. Os capacitores C230.C243, C258 ... C271, C289.C316 devem ter resistência e indutância parasitas mínimas. Os resistores R60 e R61 descarregam os capacitores do filtro de saída após o término do SMPS. O LED HL1 indica o estado ligado do dispositivo e os resistores R59 e R62 limitam a corrente que flui através dele. Os fusíveis FU3 e FU4 desconectam a carga dos capacitores do filtro de saída SMPS em caso de sobrecorrente. Possíveis substituições de componentes O chip 0A1 da marca UC3825 pode ser alterado para UC2825, UC1825 ou K1156EU2. O capacitor de ajuste de frequência C1 deve ter um grupo de estabilidade de temperatura MPO. Por exemplo, um capacitor de marca é adequado. K71-7. Não use capacitores que possam ter "cintilação de capacitância". Os capacitores C3, C4, C42 e C43 em circuitos de amortecimento com capacidade de 15 nF e tensão nominal de 4 kV (em corrente contínua) são utilizados com um dielétrico de polipropileno da marca Snubber FKP15N/4000 da WIMA. Eles podem ser trocados por dispositivos Snubber FKP15N/3000. Os capacitores C7, C10, C11, C34, C35, C37 são cerâmicos, tipo Yl, e C22, C28, C32, C39, C44, C45, C221 ... C223 são polipropileno, metalizado, tipo X1. Os capacitores C7, C10, C11, C34, C35, C37 podem ser usados com marcas DECE33J222ZC4B e podem ser substituídos por marcas semelhantes DHRB34C102M2FB ou K15-5 com capacidade de 2.2 nF e tensão nominal de 6,3 kV. Capacitores C22, C28, C32, C39, C44, C45, C221 ... C223 - MKP10N330K1K0-27 da WIMA com caixa autoextinguível. Esses capacitores são substituíveis por MKP10470N/2K, MKP10 1U/1.6K ou similar. Você pode usar capacitores de polipropileno metalizado das séries 0,33uF, 0,47uF ou 0,68uF. MKR1840 da Vishay, classificado para 600 V CA. Os capacitores C46.C220 com capacidade de 47 nF cada e tensão CC nominal de 2 kV são de polipropileno de alta frequência, FKP14 7N / 2000. A capacitância total de um grupo de 175 capacitores conectados em paralelo é de aproximadamente 8,2 microfarads. Capacitores C230, C243, C258, C271, C289 ... C316 - graus de polipropileno de alta frequência FKP4 0.1U / 630 ou MKR10 0.1U / 630. Esses capacitores devem ter indutância e resistência parasitárias mínimas. Capacitor C317 com dielétrico de polipropileno metalizado - tipo DC-LINK HC V255. Em vez de um capacitor de 340 uF, você pode usar um capacitor de 346 uF do mesmo tipo e tensão nominal. Capacitores C381 ... C147 - polipropileno de alta frequência, FKP2000N / XNUMX. Capacitores C244, C257, C272, C285, C318, C345 - série NQ f. Grupo de Tecnologia Aihuan. O capacitor desta série com capacidade de 1600 uF e tensão nominal de 450 V pode suportar uma corrente de ondulação de 9,8 A a uma frequência de 300 Hz e uma temperatura de 85 ° C. Para garantir que a amplitude das ondulações neles não exceda o valor máximo permitido, foi necessário combinar os capacitores conectados em paralelo em grupos. Os resistores trimmer R1, R10, R27 da marca SP5-2V podem ser alterados para resistores SPZ-19A, SPZ-39, SP5-5V, SP16-5 ou SP22-3. É possível substituí-lo por resistores do PVZ4A ou Série PVMXNUMX da Murata Manufacturing. No entanto, os trimmers importados possuem uma faixa de resistência diferente e, portanto, na hora da substituição, será necessário corrigir a resistência dos resistores fixos conectados em série com os trimmers. Resistores R7, R8, R41, R42 - RA6 (não indutivo) da empresa "LAET" no caso. TO-247. Para resfriar os resistores, são usados radiadores HS104-50 separados com dimensões de 100x102x24,5 mm. Os resistores R48, R51 podem ser usados da mesma marca RA6 ou você pode usar resistores da série SMHP de 20 W no pacote TO-263 da TT electronics ou fazer resistores não indutivos de 4 5 W. Resistor fixo R53 - fio, C5-43V-50 ou C5-35V. É importante que este resistor possa suportar facilmente sobrecargas de corrente de curto prazo. Resistores R63, R66 - fio, C5-47V. Os variadores RU1...RU6 tipo S20K680 podem ser adquiridos das marcas B72220-S 681-K101, TVR20112 ou CNR20D112. O varistor RU7B72220-S102-K101 opera em 895 VDC e pode absorver até 410 J. Pode ser trocado por dois varistores B72220-S681-K101 conectados em paralelo (cada um opera em 895 V e pode absorver até 250 J). O varistor RU8 TVR20241 tem uma tensão de 200 V CC e é capaz de absorver a energia mais alta de 108 J. O varistor especificado pode ser substituído por B72220-S2131-K101, JVR-20N241K, S20K130E2 ou S20K150. Os diodos VD1, VD2, VD25, VD26, VD36 e VD38 da marca DSDI60-16A podem ser alterados para diodos DSDI60-18A do mesmo fabricante ou RHRG75120, RHRU100120 f. Fairchild Semiconductor Corporation". Os diodos são montados em coolers separados HS143-100 ou similares. Diodos de fixação bidirecionais VD3. VD4, VD22 e VD23 (ONS261-10-9) podem ser substituídos por. ONS261-Yu-8 ou. ONS261-10- 10. Os refrigeradores adequados são 0171 ou 0371. Os diodos limitadores bidirecionais VD5, VD6, VD18 e VD19 da marca 1.5KE18CA podem ser alterados para 5KR15CA ou. P6KE18CA. Os diodos Schottky VD7...VD12, VD14, VD15 (SB5100) são substituídos por MBR750. SB560, SB860 ou SB860F. O diodo zener VD13 1N5354B tem uma tensão de ruptura de 17 V. Pode ser alterado para 1SMA5930B, 1N5355B-MBR ou 1N5353B. Os diodos Schottky VD16 e VD17 (1N5819) são alterados para 11DQ06, 11DQ10, MBR160, SB140...SB160. SB1100, SR1100, SR106 ou SR180. Os diodos bidirecionais VD20 e VD21 (1.5KE8.2CA) são substituíveis pelos diodos protetores R6KE8.2CA, R6KE10CA ou 1.5KE10CA. Conjunto de diodo VD24 tipo MB154W pode ser alterado para um dos dispositivos BR154, BR156, BR158 ou MB156W. É montado em um refrigerador, por exemplo, marca HS183 com dimensões 30x50x17 mm fabricado pela "Kinsten Industrial". Os diodos ultrarrápidos VD27...VD30 HFA15PB60 podem ser substituídos por DSEI12-06A. FES16DT. FES16FT ou HFA15TB60. Eles são montados em quatro coolers separados HS184-30 com dimensões totais de 30x41x30 mm ou similar. Os diodos ultrarrápidos VD31.VD34 150EBU04 permitem uma corrente direta de 150 A (a uma temperatura de 104 ° C) e suportam a tensão reversa mais alta de 400 V. Seu tempo de recuperação reversa típico é de 172 ns (a uma corrente direta de 150 A , uma tensão reversa de 200 V e uma temperatura de 125 °C). A queda de tensão direta máxima no diodo 150EBU04 é de 1.17 V a 150 A e 125 °C. Esses componentes podem ser trocados por conjuntos HFA320NJ40C ou HFA280NJ60C, compostos por dois diodos. No entanto, deve-se lembrar que os diodos neles possuem um cátodo comum. Uma substituição para o MUR20060CT também é aceitável. Todos os quatro diodos (VD31...VD34) são montados em coolers independentes HS153-100 f. "Kinsten Industrial" ou similar. Ponte de diodo trifásica VD35 marca RM75TC-2H pode ser alterada para uma ponte semelhante 160MT160KV. A ponte de diodos é instalada no cooler HS153-50 ou similar. O diodo Zener VD37 da marca 1N5350B tem uma tensão de ruptura de 13 V (± 5%). Ele pode ser substituído por um dos diodos zener 1N5351V, BZX85C-13V ou ZY13. É permitido substituir o diodo VD39 da marca MUR420 por BYD1100, BYV28-100. SBYV28-200. SF22. SF54 ou SB5100. É desejável que o LED HL1 tenha um brilho verde ou azul. Em vez do LED da marca L-7113CGCK, você pode usar um dos dispositivos KIPM01V-1L, KIPM07G-1L, L-383SGWT, ARL2-5213PGC ou L-1503SGC. O transistor pn-p de baixa potência KT361G (VT1) pode ser trocado por outros transistores da série KT361, bem como por dispositivos similares. VS 157, VS 158 VS250V, VS250S. Os módulos de potência VT2 e VT10 contêm dois IGBTs potentes conectados em um circuito meia-ponte com diodos opostos integrados. Os transistores dos módulos CM300DU-24NFH permitem operação em uma frequência de até 30 kHz em chaveamento rígido e em uma frequência de 60...70 kHz em modo ressonante. A corrente contínua dos coletores do transistor é de até 300 A, a corrente pulsada é de 600 A e a tensão coletor-emissor máxima é de 1200 V (a uma temperatura de 25°C). A tensão máxima de saturação coletor-emissor dos transistores dos módulos é de 6,5 V e seu valor típico é de 5 V. Cada módulo de potência deve ser instalado em um cooler separado, por exemplo, "DAU" da série IHV ou IHM, e um comprimento de 300 mm é suficiente. Em vez desses componentes, é permitido usar módulos CM200DU-24NFH ou vários transistores discretos, por exemplo, IRGPS60B120KDP. Estes últimos têm uma corrente de coletor direta de 105 A, uma corrente de pulso de 240 A e uma tensão coletor-emissor máxima de 1200 V (a uma temperatura de 25°C). O dispositivo usa os componentes que o autor tinha. Ao escolher os principais transistores, deve-se lembrar que a corrente permitida dos coletores IGBT diminui muito com o aumento da frequência de conversão e da temperatura. À medida que a temperatura aumenta, a dissipação de energia permitida dos transistores também diminui. A corrente mais alta do enrolamento primário de um transformador de pulso de potência. T4 é de aproximadamente 24 A, o que também precisa ser levado em consideração. Os transistores VT3, VT4, VT7 e VT8 (2SA1244) podem ser substituídos por 2SB1202. Os MOSFETs VT5, VT6 e VT12 (IRF530N) podem ser alterados para IRFU3910, IRF530, IRL530N ou IRFI540G. Os transistores VT5 e VT6 são montados em coolers miniatura KG-331 fabricados pela Kingcooler, e o transistor VT12 é montado em um radiador HS115-50, HS113-50 'Kinsten Industrial' ou similar em eficiência. O transistor é montado em um cooler HS9-2 ou similar. O transistor bipolar VT6284 marca 2N6283 pode ser alterado para KT827A. Deve ser montado em um cooler HS827-143 ou similar. O tiristor VS1 da marca T161-160-18 é montado no cooler 0171 ou 0371. Pode ser substituído por T161-160-14, T161-160-15, T161-160-16, T261-160-18 ou T161-200-14 . Choke L1 - LPV2023-501KL f. "Bourne". Segundo dados de referência, a indutância de seu enrolamento é de 500 (±10%) µH, e sua resistência máxima é de 0,28 ohms. O indutor pode suportar uma corrente máxima de 1,5 A. O indutor L2 é executado em dois núcleos magnéticos toroidais feitos de ferro atomizado empilhados juntos. T650-26 ou T650-52, tamanho K165,0x88,9x50,8 f. "Micrometais". Os enrolamentos do indutor são enrolados simultaneamente em três fios. Cada enrolamento deve conter 18 voltas e ter uma indutância de 265 uH. Como fio de enrolamento, é permitido o uso de um "pigtail" de 10 fios de fio de cobre PEV-2 ou PETV 0,55 mm (para cobre). Os indutores L3 ... L5 são feitos em núcleos toroidais de ferro atomizado T400-26D, tamanho K102x57.2x33 mm, com um "pigtail" de 10 fios de fio de cobre PEV-2 ou PETV com diâmetro de 0,55 mm cada (para cobre ). Cada enrolamento consiste em 32 voltas, sua indutância é de 265 uH. Choke L6 tomado LPV2023-501KL f. "Bourne". Possui uma corrente máxima de 1,5 A, uma indutância de enrolamento de 500 (±10%) µH e sua resistência não é superior a 0,28 ohms. O indutor de dois enrolamentos L7 é executado em um núcleo magnético toroidal feito de ferro atomizado. T650-26 ou T650-52 K165x88,9x50,8 mm. Os enrolamentos do indutor são colocados simultaneamente em dois fios até que a indutância de cada enrolamento seja de 35 μH (o número de voltas de cada enrolamento é 10). Os enrolamentos são feitos com um “pigtail” de 90 fios de fio PEV-2, PETV ou PELSHO 0,55 mm cada (para cobre). Devido ao fato do retificador de saída ser de onda completa, as ondulações de tensão retificadas têm o dobro da frequência da frequência de conversão. Os indutores L8...L10 são feitos em núcleos magnéticos de anel feitos de ferro atomizado. T650-26 ou T650-52 K165x88,9x50,8 mm. O número de voltas de cada enrolamento é 10 e a indutância de cada indutor é 35 μH. Um "pigtail" de 90 núcleos com um diâmetro de 0,62 mm cada atua como um fio de enrolamento. O indutor de dois enrolamentos L11 é implementado em dois núcleos magnéticos toroidais feitos de ferro atomizado empilhados juntos. T650-26 ou. T650-52, tamanho K165x88,9x50.8 mm fabricado pela Micrometals. Os enrolamentos são enrolados com "pigtails" de 22 núcleos de fio das marcas PETV ou PEV-2 0,55 mm (para cobre). Os enrolamentos, cada um com 29 voltas, são enrolados em dois fios. A indutância de cada enrolamento é de cerca de 675 uH. O transformador de pulso T1 é feito em um circuito magnético toroidal feito de ferrita M2000NM-A, tamanho K39x24x7. O enrolamento I é enrolado com fios quádruplos PEV-2 ou PETV 0,38 mm, enrolamentos II, III, IV e V - fios dobrados duplamente dos mesmos graus 0,38 mm. O enrolamento I tem 130 + 130 voltas, os enrolamentos II, III, IV e V - 130 voltas cada. O isolamento de entrelaçamento é realizado com uma fita de poliéster ou lavsan. A indutância dos enrolamentos II, III, IV e V, bem como qualquer um dos semi-enrolamentos primários, é de 22 mH. O transformador T1 também pode ser enrolado no núcleo blindado B36 feito de ferrite M2000NM1 (sem trimmer e gap). Neste caso, os enrolamentos II, III, IV e V e cada um dos semi-enrolamentos primários devem conter 88 voltas de fio das mesmas qualidades e do mesmo diâmetro. A indutância dos enrolamentos também não mudará. Em vez de um transformador monofásico linear da marca T2. OSM1 -0,063 380/5-24, você pode pegar o transformador OSM 1-0,063 380/36, OSM 1-0,1 380/5-24, OSM 1-0,16 380/5-24 ou similar. Transformador de corrente. T3 é feito em um circuito magnético ø 12x15 de ferrita de manganês-zinco 2500NMS1-11 ou 3000NMS. O enrolamento primário consiste em uma volta, por conveniência, feita em um feixe de 22 fios de fio PEV-2 ou PETV 0,55 mm (para cobre). O diâmetro de cada veia, levando em consideração a espessura do revestimento isolante, é de 0,62 mm. Para aumentar a resistência elétrica do isolamento, o enrolamento primário do transformador de corrente é passado por tubo de fibra de vidro... O enrolamento secundário contém 74 + 74 voltas de dois fios unipolares dobrados das mesmas qualidades de 0,33 mm (para cobre). Para evitar a saturação, uma lacuna não magnética de 0,05 mm de espessura é deixada no núcleo. Transformador de pulso de energia. O T4 pode ser realizado em cinco conjuntos de núcleos magnéticos dobrados entre si através de juntas isolantes com espessura de 0,05 mm. Ш20х28 da ferrita 2500НМС1, projetado para operação em campos magnéticos fortes. Com esta configuração, a maioria dos enrolamentos será blindada da ferrita que envolve os núcleos laterais. No núcleo magnético, é útil fazer um intervalo não magnético de 0,02 + 0,02 mm, o que aumentará a intensidade máxima permitida do campo magnético no núcleo. O uso de grandes circuitos magnéticos se deve à frequência de conversão de 25 kHz, cuja escolha está associada à velocidade de comutação permitida dos transistores dos módulos VT2 e VT10. O enrolamento I T4 possui 9 voltas de "pigtail" de 18 fios de fio PEV-2 ou PETV 0,47 mm. O enrolamento II tem 1 volta 0,47 mm. Os enrolamentos III e IV devem ser o mais parecidos possível e consistir em 2 + 2 voltas de "pigtail" de 38 fios de 0,4 mm cada. Entre os enrolamentos é necessário colocar um isolamento fino (não mais que 0,3 mm), mas que deve fornecer a rigidez dielétrica necessária. Deve-se notar que é muito difícil colocar os enrolamentos, visto que a janela do circuito magnético fica quase totalmente preenchida. No mínimo 4 radiadores da marca KG-370 ou KG-222 devem ser colados ao núcleo do transformador através de juntas isolantes de mica. O disjuntor trifásico FU1 da marca ABB S203 C40A pode ser alterado para ABB S203R C32, Moeller 6P PL40-C3 / 3, Moeller 6P PL32-C3 / 3. Os fusíveis FU4 e FU120, dimensionados para corrente de disparo de 2 A, podem ser utilizados para automóveis da marca "FLOSSER", tipo "B" ou marca. PN-XNUMX. Os ventiladores М1...МЗ JF0825B1Н fabricados pela "Jamicon Corporation" com uma tensão de alimentação de 12 V e um consumo de corrente de 0,19 A têm dimensões de 80x80x25 mm e uma capacidade de 1,1 m3/min. Eles podem ser substituídos por JF0815B1H. JF0825S1H,EC8025M12SA.KF0820B1H, KF0820S1H ou similar, consumindo corrente inferior a 0,2A. projeto O dispositivo de alimentação é conectado à rede com um cabo flexível da marca. KGET-6 3x10+1x6+1x6 (TU16.K09-125-2002) ou similar. Os capacitores C12, C13 devem estar localizados próximos aos pinos 12 e 13 do microcontrolador DA1. O comprimento dos condutores e o comprimento dos trilhos devem ser os mais curtos possíveis. A placa com o oscilador mestre é colocada em uma blindagem eletromagnética conectada eletricamente aos pinos 10 e 12 do DA1. Os capacitores C46.C220 são soldados próximos um do outro em ambos os lados de uma longa placa de circuito impresso de dupla face, semelhante a uma régua, na qual apenas 4 trilhas de barramento são gravadas: duas de um lado e duas do lado oposto. Os capacitores C346 ... C381 são conectados diretamente às saídas dos principais transistores dos módulos VT2 e VT10. Os circuitos de amortecimento C3-R7-VD1, C4-R8-VD2, C42-R41-VD25 e C43-R42-VD26 são conectados diretamente aos terminais coletor-emissor dos transistores dos módulos VT2 e VT10. Os circuitos RC de amortecimento C40-R37, C41-R38, C224-R48, C225-R49, C226-R50 e C227-R51 estão localizados o mais próximo possível dos respectivos componentes; transformador de corrente T3 e diodos VD31 ... VD34. As peças montadas nos coolers são instaladas com graxa térmica da marca ALSBG-3, KPT-8 ou similar. Transformador de pulso de energia. O T4 é colocado no caminho do fluxo de ar de um dos ventiladores M1 ... MZ, pois quando o SMPS opera em um modo de longo prazo com potência máxima de saída, o transformador aquece significativamente. Todo o SMPS é blindado, a blindagem eletromagnética é conectada a um fio comum. Sob o capacitor C8 e o resistor R9, bem como os trilhos que os conectam no lado oposto da placa dupla face, é aconselhável deixar uma folha não gravada que faz o papel de uma tela, conectada aos pinos 10 e 12 do chip DA1. Configuração e ajuste. Antes de sintonizar, você precisa verificar cuidadosamente a instalação e faseamento dos transformadores T1, T4, indutores L2, L7 e L11 e, a seguir, ajustar a resistência dos resistores de sintonização. A resistência R27 deve ser máxima e os controles deslizantes dos resistores R1 e R10 devem ser colocados na posição intermediária. Agora você pode prosseguir para o teste de unidade do dispositivo, que exigirá um osciloscópio, uma fonte de alimentação de laboratório, um multímetro, equivalentes de carga (resistores potentes) e duas lâmpadas incandescentes de 300 W. Primeiro você precisa ter certeza de que o filtro de rede está funcionando. Durante o teste, remova o fusível FU2 para desligar a alimentação auxiliar do gerador mestre e não conecte o retificador VD35 ao filtro de linha. Quando o filtro é conectado à rede, uma tensão trifásica alternada exatamente da mesma amplitude da entrada deve estar presente em sua saída. Na ausência de carga, o componente reativo da corrente consumida pelo filtro da rede não deve exceder significativamente 0,4 A, e o componente ativo da corrente deve tender a zero. Em seguida, o filtro é desconectado da rede e o retificador Larionov é conectado a ele. O retificador nos diodos VD27 ... VD30 é desconectado do enrolamento II do transformador de pulso. T4 e conecte uma fonte de alimentação de laboratório com uma tensão de saída de 15 ... 20 V e uma corrente permitida de pelo menos 1 A. Deve haver uma tensão constante de aproximadamente 288 V no capacitor C12, o M1 ... Os ventiladores M1 devem funcionar e. finalmente, o tiristor VSXNUMX deve abrir. Agora a fonte de alimentação do laboratório está desligada, mas não desconectada do retificador. O circuito é interrompido entre o ponto de conexão do varistor RU8 do indutor L11, resistor R63, capacitores C317, C346, C381 e o ponto de conexão dos coletores IGBT VT2.1.VT10.1, resistores R7 ... R41. diodos VD1, VD3. VD22, VD25. Assim, o conversor de pulso será desconectado do retificador de rede com um sistema de carregamento gradual dos capacitores do filtro. Em paralelo com o capacitor C317, é conectada uma carga equivalente - duas lâmpadas incandescentes do tipo LON com potência de 300 watts conectadas em série. Durante o experimento, quando começa um aquecimento perceptível do resistor R53, a tensão é aplicada ao retificador VD27.VD30 da fonte de alimentação do laboratório. Depois de concluir todas as operações preparatórias, ligue o dispositivo na rede. Uma tensão constante de aproximadamente 36 V deve estar presente no diodo VD515 na tensão de rede nominal (de 463 V a 565 V) com um desvio de tensão de rede de ± 10%). Nesse caso, o tiristor VS1 deve estar fechado, o que pode ser determinado tanto por instrumentos quanto pela presença de aquecimento do resistor R53 Ligue a alimentação do laboratório, e VS1 deve abrir, o que causará uma diminuição na temperatura do resistência R53. Nesse caso, desconecte o dispositivo da rede, desligue a alimentação do laboratório e restaure as conexões entre o capacitor C317 e os coletores dos transistores VT2.1 e VT10.1, bem como o retificador VD27 ... VD30 e o enrolamento II do transformador T4. O fusível FU2 removido é devolvido ao seu lugar. A ponte de diodos VD24 é desconectada do transformador T2 e conectada a uma fonte de alimentação de laboratório com tensão de saída de 20 V (de 19 a 24 V). Nos capacitores C19 e C30 deve haver uma tensão constante de aproximadamente 15 V. Um osciloscópio é conectado aos terminais 11 e 14 do microcircuito DA1 e uma frequência de 1 kHz é ajustada usando um resistor sintonizado R25. Durante o período, devem ser observados dois pulsos bipolares de forma retangular com frentes íngremes, e entre os pulsos deve haver uma pausa protetora (Fig. 4, sensibilidade - 5 V / célula, duração da varredura - 5 μs / divisão). A duração da pausa protetora é escolhida com base nos parâmetros dos principais transistores usados. É desejável que não seja inferior a 2,1 μs. Para alterar a duração do tempo morto, você precisa pegar um capacitor C1 com uma capacitância diferente.
Uma capacitância maior aumentará a duração da pausa no nível zero e uma menor, vice-versa. Mas ajustar a capacitância do capacitor C1 levará a uma mudança na frequência de conversão e você terá que reajustar a frequência com um resistor de ajuste R1. Entre os drenos dos transistores VT5 e VT6 deve haver pulsos de tensão quase da mesma forma que na Fig. 4. A forma dos pulsos de tensão em ambas as metades do enrolamento primário do transformador correspondente T1 é mostrada na Fig. 5 (no momento da medição, nenhuma carga está conectada aos enrolamentos II, III, IV e V). Para verificar a operacionalidade do circuito de proteção de corrente, o enrolamento secundário do transformador de corrente T3 é soldado e, em paralelo com os resistores R39 e R43, uma fonte de alimentação de laboratório é conectada com uma tensão de 6 V para que seu "+" seja conectado ao ânodo do diodo VD16 e "-" - aos terminais 10 e 12 DA1. Neste caso, o controlador deve parar de gerar pulsos. Se você conectar o "+" da fonte de alimentação do laboratório ao ânodo do diodo VD17, a geração de pulsos também deve parar. Desconecte a unidade de laboratório e solde o enrolamento T3 no lugar. Você pode verificar o funcionamento dos circuitos que aceleram a descarga das capacitâncias dos transistores gate-emissor dos módulos VT2 e VT10 (R13-R20-R24-VD5-VD7-VD9-VT3, R14-R21-R25-VD6-VD8 -VD10-VT4, R28-R30-R35 -VD11-VD14-VD18-VT7 e R29-R31-R36-VD12-VD15-VD19-VT8 Na presença desses circuitos, a descarga das capacitâncias da porta deve ocorrer mais rapidamente do que em sua ausência. É útil verificar a forma dos pulsos de tensão entre os terminais emissores de porta dos principais transistores dos módulos de potência VT2 e VT10. Sem circuitos de descarga de capacitância de porta, a forma do pulso é mostrada no oscilograma na Fig. 6a, e na presença desses circuitos - na Fig. 66 (sensibilidade - 2 V / célula, varredura - 0.2x50 μs / divisão). removido para um IGBT (o coletor IGBT não está conectado aos circuitos conversores, os outros três IGBTs e os circuitos de descarga acelerada de suas capacitâncias de porta são desabilitados). A forma dos pulsos de tensão do emissor-porta dos transistores dos módulos de potência VT2 e VT10 é significativamente afetada pela resistência dos resistores de amortecimento R24, R25, R28, R29 e pelas cadeias C20-R22 e C21-R23, que podem ser selecionados para melhorar a forma. Para verificar a regulação da tensão por largura de pulso, desconecte o resistor R58 do R52 e conecte a fonte de alimentação do laboratório "-" ao ponto d. Em paralelo com qualquer um dos enrolamentos secundários (II, III, IV ou V) do transformador de pulso T1, um osciloscópio é conectado e os resistores R20, R21, R30, R31 são soldados durante o experimento. Ao alterar a tensão de saída da fonte de alimentação do laboratório de zero para 100 V, eles garantem que o ciclo de trabalho dos pulsos mude, enquanto sua frequência e forma permanecem inalteradas. Isso é mostrado nos oscilogramas (sensibilidade do amplificador Y - 5 V / célula, varredura - 5 μs / divisão): Fig. 7a - ciclo de trabalho mínimo, Fig. 76 - médio e Fig. 7c - máximo. Se o ajuste do ciclo de trabalho for bem-sucedido, desligue a fonte de alimentação do laboratório e solde os resistores R20, R21, R30 e R31 no lugar.
Somente após a realização dos procedimentos é possível ligar o SMPS na rede (sem conectar a carga a ele). Com a ajuda de um resistor de ajuste R10, a tensão de saída da fonte é ajustada para ± 100 V. Entre as saídas do SMPS -100 V e +100 V (após os fusíveis FU3 e FU4), é conectada uma carga equivalente com resistência de 3.6 Ohm. Como carga fictícia, podem ser usados módulos resistores de frenagem Danotherm OHMEGA ou bobinas de nicromo montadas em uma base incombustível. Ao girar o motor do resistor R27, o sistema de proteção é ativado e o SMPS é desligado com uma potência de carga de 11,1 kW. Em seguida, eles levam a carga equivalente com uma resistência de 4 ohms, o que corresponde a uma potência de saída de 10 kW. Quando conectado ao dispositivo, o sistema de proteção não deve funcionar. No final do trabalho de ajuste, você deve verificar o funcionamento da fonte de alimentação em modo de longo prazo e verificar as condições térmicas dos componentes. Atenção! Durante o ajuste e durante a operação da fonte, é necessário seguir as regras de segurança. Autor: E.Moskatov, Taganrog, região de Rostov.
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