|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese|
ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Formação de uma mudança de fase de um sinal periódico. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Designer de rádio amador Às vezes, ao projetar dispositivos eletrônicos de rádio, torna-se necessário gerar mudanças de tempo e fase de sinais periódicos pulsados. A mudança de tempo é bastante fácil de obter (usando um multivibrador de espera, um circuito diferenciador ou uma linha de atraso). A situação é mais complicada com o deslocamento de fase, pois neste caso o tempo de retardo é uma função inversa da frequência de entrada. O autor do artigo fala sobre as dificuldades que surgem aqui, formas de superá-las, dá exemplos práticos de aproveitamento dos resultados de seu trabalho. Para formar uma mudança de fase, o método digital é mais usado, mas tem desvantagens como a complexidade da comutação, o uso de um gerador auxiliar, as etapas de ajuste e um grande número de elementos eletrônicos necessários [1]. Outros métodos de formar uma mudança de fase não são suficientemente cobertos na literatura de rádio amador. Freqüentemente, em vez de um atraso de fase, é usado um atraso de tempo com correção de frequência, o que leva a uma não linearidade significativa da resposta de fase ou a um estreitamento da banda de frequência operacional dos dispositivos. Enquanto isso, o circuito analógico para digital permite meios simples para obter parâmetros de mudança de fase aceitáveis em uma ampla faixa de frequência. A unidade de fase trazida ao conhecimento dos leitores (Fig. 1, a) é feita em um gatilho D ou RS e não requer o uso de geradores auxiliares. Ele remove os principais problemas de obter uma mudança de fase em relação a uma das quedas da sequência de pulso em uma ampla faixa de frequência. Para diferenças positivas, as entradas C ou R do gatilho DD1 podem ser usadas independentemente (aplicando um sinal de qualquer ciclo de trabalho na entrada C e pulsos curtos na entrada R através de um circuito diferenciador). Se você inverter o sinal de entrada, poderá implementar uma mudança de fase para quedas negativas.
Na diferença positiva na entrada C ou R, o gatilho DD1 muda para o estado zero e o capacitor integrador C2 começa a ser carregado linearmente através da saída inversa do gatilho do gerador de corrente G1. Assim que a tensão na entrada S atingir o limite (para a lógica CMOS, a tensão limite Uthr é aproximadamente igual a Upit / 2), o gatilho muda para um estado único e até que chegue a próxima queda positiva, o capacitor C2 será descarregado através da saída do gatilho inverso do gerador de corrente G2. A profundidade de descarga e, portanto, o tempo de carregamento subsequente, que determina a duração do pulso de saída, é diretamente proporcional à corrente I2 e inversamente proporcional à frequência. Pela semelhança das curvas de recarga do capacitor C2 (gráfico UC2 na Fig. 1,b), pode-se observar que o deslocamento dos pulsos de saída Uout, expresso em unidades angulares (fase), não depende da frequência de entrada , mas na proporção dos valores atuais I1 e I2. A fase de saída pode ser regulada alterando a corrente de um dos geradores, garantindo o cumprimento da condição I1>I2. Nesse caso, o ângulo mínimo será sempre maior que zero, pois o capacitor C2 não pode ser carregado instantaneamente, e o ângulo máximo é um pouco menor que 180 graus. (perto deste valor, o nó entra em modo oscilatório). A mudança de fase especificada é estável dentro do intervalo de frequência operacional e, com uma mudança brusca na frequência, é restaurada após um curto processo transitório. À medida que a frequência do sinal de entrada aumenta, a amplitude do componente variável no capacitor C2 diminui e, a partir de um determinado momento, o gatilho para de comutar na entrada S, que é um fator limitante. O uso do temporizador integral KR1006VI1, que possui comparadores de entrada sensíveis nas entradas do disparador interno, expande o intervalo de frequência em mais de dez vezes e permite na maioria dos casos substituir geradores de corrente por resistores, alterando a resistência dos quais é possível controlar o deslocamento de fase gerado pelo dispositivo (Fig. 2).
Os principais parâmetros deste nó são os seguintes: os limites de controle de fase suave -
intervalo de frequência - os limites da mudança de frequência de entrada, nos quais a fase especificada permanece inalterada, - mais de dez oitavas ou três décadas, a frequência mais baixa é inversamente proporcional à capacitância do capacitor C2 e pode atingir décimos e centésimos de hertz , a frequência superior - até centenas de kilohertz, como para relaxantes convencionais. Para selecionar a proporção das classificações do resistor para um determinado deslocamento de fase (consulte a Fig. 1), você pode usar a fórmula:
onde K=Upit/Uthr (para lógica CMOS K=2), e para determinar a mudança de fase da relação conhecida do valor de resistência dos resistores e a tensão limite da entrada S do gatilho - a fórmula:
A frequência de entrada mais baixa é aproximadamente estimada a partir da expressão:
O cálculo do nó de fase no temporizador KR1006VI1 tem algumas diferenças devido ao fato de que o capacitor C2 é carregado através dos resistores conectados em série R2 e R3, descarregado através do resistor R2, e a entrada S está invertida aqui. O gráfico da tensão no capacitor neste caso será inverso em comparação com o gráfico de UC2 na Fig. 1b. Portanto, o valor da tensão limite deve ser medido não no fio comum, mas na tensão de alimentação. No caso em consideração Upor=2Upit/3, ou seja, K=1,5. Para este caso, a fórmula (2) ficará assim:
A resistência do resistor R2 na maioria dos casos pode ser igual a 100 kOhm. Se o ângulo precisar ser medido em graus, em todas as fórmulas o número pi será substituído por 180 graus. O uso da montagem de fase descrita (Fig. 2) permite criar dispositivos com custo mínimo que são difíceis de implementar de outras maneiras. Assim, por exemplo, na Fig. 3a mostra um circuito de um dobrador de frequência para um sinal de ciclo de trabalho arbitrário, que fornece um sinal em forma de meandro na saída. No duplicador, primeiro há uma mudança de fase sequencial de até 270 graus. nós A1-A3, após o que os sinais intermediários são somados módulo 2 elemento D1 EXCLUSIVO OU. O uso do elemento EXCLUSIVE OR aqui é opcional. O elemento NAND mais comum é suficiente. Os diagramas de sinal permanecem os mesmos. Gráficos na fig. 3b ilustram o funcionamento do dispositivo. Um dispositivo semelhante, construído em multivibradores de reserva [2], fornece um resultado semelhante para apenas uma frequência, cuja alteração requer ajuste das classificações do elemento.
Para formar uma tensão trifásica, geralmente é usada uma unidade composta por um gerador de onda quadrada para uma frequência tripla e um divisor de frequência por 3, que fornece o deslocamento de fase apropriado nas saídas. Em alguns casos, é mais conveniente obter uma tensão trifásica multiplicando a frequência por dois nós de desfasamento A1, A2 (Fig. 4), resultando em um atraso de 120 graus.
O terceiro ciclo forma o elemento lógico D1. O distribuidor pode ser usado para alimentar motores trifásicos de velocidade variável ou para controlar um multiplexador de três canais ao comutar sinais. A forma dos pulsos de saída é mostrada na fig. 4b. Outro exemplo é um regulador de ponto de ignição para um motor de carro equipado com um sistema de ignição por transistor de contato. Esse regulador permite corrigir o funcionamento do sistema de ignição do motor ao alterar seu modo de operação diretamente da cabine [3]. O dispositivo proposto (Fig. 5, a) consiste em um canal direto para transmitir impulsos dos contatos S1 do interruptor para o sistema de ignição e retardar os impulsos em um determinado ângulo usando uma unidade de fase. Depois de adicionar as sequências de pulso no elemento lógico D1 E obtemos um sinal de saída caracterizado por um momento ajustável de formação de faísca e uma duração quase constante de acúmulo de energia no enrolamento primário da bobina de ignição.
Literatura
Autor: S. Vychukzhanin, São Petersburgo
Uma nova maneira de controlar e manipular sinais ópticos
05.05.2024 Teclado Primium Seneca
05.05.2024 Inaugurado o observatório astronômico mais alto do mundo
04.05.2024
▪ Partículas de matéria escura podem ser ultraleves ▪ KODAK lança câmera digital conectada por WIFI ▪ Grande corpo de água descoberto sob a superfície de Marte ▪ Exosuit de caminhada adaptável
▪ seção do site Baterias, carregadores. Seleção de artigos ▪ artigo A mente para a razão vem. expressão popular ▪ artigo O que é papiro? Resposta detalhada ▪ artigo caches de equipamentos. Espiar coisas ▪ artigo Temporizador estável em KR1006VI1. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica ▪ artigo XILINX FPGA chips: série VIRTEX. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Página principal | Biblioteca | Artigos | Mapa do Site | Revisões do site
www.diagrama.com.ua |
Veja outros artigos seção 
Últimas notícias de ciência e tecnologia, nova eletrônica:
Todos os idiomas desta página