Conversores de tensão de pulso. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica

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 Comentários do artigo

Mitos, contos de fadas, lendas e brindes sobre transformadores de pulso

Existem muitos mitos em todo o mundo sobre transformadores de potência e bobinas de alta frequência. Vamos tentar desmascará-los. Infelizmente, a parte menos articulada dos livros didáticos e manuais trata de componentes magnéticos, complicando objetos e fenômenos cotidianos geralmente simples. Sim, existem muitas variáveis ​​desconhecidas, sim, existem muitas sutilezas que precisam ser conhecidas, mas a teoria silencia sobre elas e a literatura popular mente, oferecendo fórmulas empíricas para problemas específicos como soluções para todas as ocasiões. Por exemplo.

Mito um. Quanto maior a porcentagem da área da janela central preenchida com cobre – idealmente 100% – melhor. Errado. Em muitos projetos, 100% de enchimento, em comparação com, digamos, 75% (mesmo número de voltas, seção transversal de fio diferente) levará a maiores perdas em HF. Você não pode transferir cegamente métodos de cálculo de 50 Hz para 500 kHz.

Segundo mito. Num transformador ótimo, as perdas na resistência do enrolamento e as perdas no núcleo coincidem. Errado. Freqüentemente, um valor de perda difere de outro em 1 a 2 ordens de magnitude. E daí - esse não é o principal critério para um designer. Esta abordagem também é um legado de “cinquenta Hertz” - é assim que o equilíbrio de temperatura é garantido em transformadores de rede massivos. Mas todo o nosso enrolamento tem uma ou duas camadas e as condições de transferência de calor são muito mais simples.

O terceiro mito. A indutância de vazamento deve ser 1% da indutância de magnetização. Errado. Deve ser o mais baixo possível sem comprometer significativamente outros parâmetros importantes. Se você conseguir chegar a 0.1% - ótimo. E às vezes você tem que parar em 10%.

Quarto mito. A indutância de vazamento é uma função da permeabilidade do núcleo. Errado. A indutância de dispersão de um enrolamento é praticamente independente da existência ou não de núcleo na espira. Mais precisamente, toda a diferença está dentro de 10% (e isso com um mu de vários milhares!). Você pode checar.

Quinto mito. A densidade de corrente ideal nos enrolamentos é de 2A por mm². Ou 4A. Ou 8A. E o cachorro está com ele. A densidade atual não importa. O que importa é a dissipação de calor no fio e a capacidade, ou incapacidade, da estrutura como um todo de garantir o equilíbrio térmico a uma temperatura aceitável. Dependendo da eficiência do resfriamento (da radiação no vácuo ao resfriamento na fase de ebulição), a densidade de corrente permitida muda em duas ordens de grandeza. Ridley constrói transformadores há 20 anos, mas ainda não aprendemos a “densidade de corrente ideal” - tudo o que importa para nós é a temperatura do transformador.

Mito Seis. Num transformador ótimo, as perdas no primário e no secundário são iguais. Errado. E se eles não forem iguais, o que acontecerá? O principal é que nenhum deles superaqueça.

Sétimo mito. Se o diâmetro do fio for menor que a profundidade do efeito pelicular, não haverá perdas significativas em RF. Uma declaração muito prejudicial. Em enrolamentos multicamadas, mesmo com fio muito fino, haverá perdas.

Mito Oito. A frequência ressonante do circuito do transformador na ausência de carga deve exceder significativamente a frequência de conversão. Errado. Ela não importa. Em um transformador ideal, a indutância tende ao infinito, portanto a frequência de ressonância na ruptura tende a zero... e daí? E o fato de que a ressonância é importante não para um circuito aberto, mas para um curto-circuito no circuito secundário. Esta ressonância deve ser pelo menos duas ordens de grandeza superior à frequência da portadora.

Medições de impedância do transformador

Opção de conexão de dispositivo

Nesta configuração, o analisador exibe a impedância do transformador de 10 Hz a 15 MHz, para condições de curto-circuito e carga aberta. Para transformadores de pulso com enrolamentos curtos, é necessário garantir um curto-circuito no caminho mais curto com perdas mínimas. Afinal, um semi-anel de fechamento, mesmo com vários centímetros de diâmetro, já possui uma indutância comparável à indutância de fuga do primário. A indutância de vazamento depende da frequência! Como reator Rsense R=0.1..1 Ohm. Meça a resistência ôhmica dos enrolamentos apenas com uma ponte de baixa resistência ou um ohmímetro com gerador de corrente. Após uma série de medições, você pode determinar:

Indutância de magnetização - Resistência do enrolamento - Indutância de fuga - Frequência e fator de qualidade de ressonância em curto-circuito e circuito aberto - Capacitância do enrolamento (até 3 pF por espira).

Sobre o controle atual

A limitação da corrente do ciclo, implementada corretamente, permite criar uma alimentação de tensão indestrutível. Para fazer isso, o sensor de corrente deve ser rápido (atraso de alguns nanossegundos) e carregado diretamente na entrada de controle do IC do controlador.

O falso acionamento da proteção contra rajadas parasitas é suprimido pelo filtro passa-baixa RC. É aqui que você precisa decidir sobre o comprometimento da imunidade entre velocidade e ruído, para que a filtragem excessiva não perca o excesso real de corrente.

Os controladores que desativam a proteção na extremidade inicial do pulso também não são uma panacéia. Aqueles 100 ns de atraso (ou mais) durante os quais a proteção é cega também podem matar a carga útil. Portanto, pode ser aconselhável limitar à força a velocidade de comutação do transistor (o que também reduz o nível de interferência e radiação tanto no sensor de corrente quanto no espaço).

Como testar a proteção atual?

Curto-circuite a saída PN - após o retificador e o filtro de saída. Infelizmente, no caso de um curto-circuito no próprio retificador, nenhuma proteção de corrente ajudará seus transistores.

Conecte a sonda ao sensor de corrente. Aumente gradualmente a tensão de alimentação até que o controlador comece a gerar uma portadora. Você deverá ver picos estreitos no osciloscópio - o circuito de proteção deve desligar rapidamente os transistores abertos. A amplitude do pulso deve corresponder ao limite de proteção. Aumente a tensão de alimentação ao máximo. A duração dos pulsos deve diminuir. A amplitude pode aumentar (devido a atrasos na propagação da realimentação de corrente), mas não significativamente. E se crescer proporcionalmente à tensão de entrada - pare, seu sistema operacional está muito lento.

Então - isto é fundamental - o ciclo de medição deve ser repetido nas temperaturas mínima e máxima do ar

Isto é importante: os parâmetros da ferrite na qual o transformador de corrente está enrolado podem flutuar tanto com a temperatura que não parece muito.

Sobre esnobes

Amortecedor (amortecedor - amortecedor) - circuito RC paralelo ao enrolamento - para desviar o toque de alta frequência. O toque deve ser suprimido, caso contrário são possíveis falhas, interferências excessivas e instabilidade do conversor. Normalmente, um shunt RC é suficiente para acalmar enrolamentos indisciplinados se a frequência de toque exceder a portadora em cerca de duas ordens de grandeza ou mais. E se não, então precisamos procurar soluções alternativas, porque então uma parte significativa da portadora e seus harmônicos mais próximos cairão na banda passante do shunt.

Primeiro. Determine a frequência das oscilações parasitas. Para começar, execute o circuito com uma corrente de carga baixa. A ponta de prova do osciloscópio - para não fazer alterações no circuito - deve ter capacitância intrínseca mínima. Caso contrário, tente mover a sonda para o circuito de toque sem fazer contato elétrico. Observe que a frequência de toque flutua com a tensão do circuito primário.

Segundo. Calcule o circuito RLC equivalente para a frequência e o fator de qualidade das oscilações. No lado primário, a indutância de fuga é conhecida (deve ser conhecida!). No lado secundário, as capacitâncias dos diodos são conhecidas.

Impedância característica Z = 2 * Pi * f * L (para L conhecido), Z = 1 / (2 * Pi * f * C) para C conhecido

Terceiro. Para começar, vamos tentar apenas o R-shunt, R=Z. Vamos calcular as perdas de calor no shunt. Se forem indecentemente altos, complementamos o link com capacidade C = 1 / (Pi * f * R). Aumentar a capacitância é inútil - as perdas aumentam, a supressão de toque não melhora (a capacitância HF é completamente condutiva).

Quarto. Vamos recalcular o poder de perda por R: P = 2* C * V * Fnão secagem é a perda apenas do transportador sem liberação de calor durante o toque. Vamos verificar em um circuito real. A primeira aproximação - via de regra - é imediatamente adequada para a maioria dos casos.

Sobre chips controladores

A colocação e o roteamento dos componentes próximos ao IC são extremamente importantes! Isso se repete em todas as fichas técnicas, mas não custa repetir novamente.

Em primeiro lugar, a capacidade de ajuste de frequência do gerador. Coloque-o bem na base do IP. Não cinco milímetros, mas quanto mais próximo, melhor. Caso contrário, fenômenos inexplicáveis ​​​​são possíveis - por exemplo, um circuito projetado para 100 kHz gerará megahertz, uma sereia emergirá do Yauza, etc. Além disso, pode não aparecer em um protótipo, mas em uma placa de produção aparecerá em toda a sua glória.

Em segundo lugar, as capacitâncias nos circuitos de potência também devem ser soldadas o mais próximo possível das pernas do CI.

A saída da serra geradora (onde é acessível por fora) não gosta de ser carregada (como eu). Portanto, ao selecionar um sinal desta saída, tenha cuidado - mesmo uma carga de 100 kOhm pode alterar o formato da serra. É melhor gerar a serra em paralelo, sem conectá-la ao circuito primário do gerador.

Os ICs 3842, 3843 permitem definir uma pausa entre os pulsos de 5% a 30% do período. 3844, 3845 - até 70%. Se precisar prolongar a pausa, você pode contornar essas restrições alterando o tempo de R, C. Em seguida, adicionando outro resistor do pino RTCT ao positivo de potência - isso irá acelerar a carga e desacelerar a descarga, alongando o tempo de pausa disponível.

IC UC3825 - o tempo mínimo de pausa (absoluto, em milissegundos) é rigidamente definido pela capacitância Ct, consulte a documentação. Mas também é possível fazer conforme descrito acima - conectando um resistor ao Ct. Só que esse tempo vai flutuar o tempo todo com a tensão de alimentação.

Os drivers de saída IC não gostam de cargas indutivas - como transformadores de isolamento - o que resulta em salto de sinal no portão. Além disso, se não se manifestar em laboratório, na vida real certamente surgirá no momento mais inoportuno. Afinal, os parâmetros do transformador flutuam... Portanto, recomenda-se proteger a porta com diodos, e em paralelo com o primário do transdutor - com um resistor.

Os controladores de primeira geração, especialmente os mais antigos, podem ser extremamente instáveis ​​​​tanto em termos de tensões de referência (você pode conviver com isso) quanto em termos de parâmetros de temporização, até a sequência incorreta de disparos e desvio excessivo da frequência portadora (dependendo de a estabilidade dos níveis de referência). Se desejar, use um IP de um ano de lançamento recente ou com sufixos indicando opções “melhoradas”. Aqueles. TL594 e não TL494, etc.

Por exemplo, um recurso não documentado do Bryansk IC KR1156EU2 (analógico 3825) - com fonte de alimentação de 12V, fiação correta, com nível inibitório na entrada ILIM, saída 14 está em nível baixo (normal) e curto, aproximadamente 11 ns picos aparecem na saída 100 - frentes “rebaixadas” da amplitude da portadora até 9V. Em algum lugar o gatilho não está funcionando como deveria. Mas esses restos são suficientes para abrir a veneziana e (e se) encerrar o circuito.

Sobre a frequência de corte do loop do sistema operacional

Sobre medir o ganho PN com um circuito de feedback fechado - é melhor medi-lo conforme descrito na próxima seção, usando um analisador de espectro (um gerador não é suficiente).

Para PNs forward e flyback quando controladas por tensão, a frequência de corte não deve ser superior a um quarto da frequência zero da função de transferência na metade direita do plano complexo. Se o cumprimento desta condição não permitir que a saída seja estabilizada de forma confiável, será necessário refazer o filtro de saída.

Para todos os PN - a frequência de corte não deve exceder 1/8 da frequência portadora.

Um aumento na frequência de corte é limitado por ruídos inevitáveis, toques e outros fenômenos parasitas no PN em um nível de cerca de 15 kHz. Se por algum motivo você precisar entendê-lo, a complicação do circuito é inevitável - a introdução de um amplificador de erro externo de alta velocidade no loop do sistema operacional.

O mais importante é que a frequência de corte do sistema operacional não seja um fim em si. O que é importante é a impedância de saída na faixa de frequência exigida pela carga, a supressão da instabilidade da tensão de entrada e a supressão do ruído de entrada.

Medição de loop do sistema operacional

Certifique-se de medir o comportamento do loop do sistema operacional antes de colocar o dispositivo em operação.

O dispositivo, discutido abaixo, introduz uma fonte de tensão (gerador de varredura) no circuito aberto do sistema operacional (pontos 1-2). Em seguida, os espectros do sinal são registrados em quaisquer dois pontos do circuito e a resposta de frequência da razão desses espectros é exibida. A relação entre o espectro de saída e o espectro de entrada é a característica de transferência (em amplitude). Você pode replicar o dispositivo de forma eficiente usando um gerador com saída de transformador e estabilização de tensão no enrolamento secundário e um osciloscópio.

Medição de parâmetros de loop usando um analisador de espectro AR102V - PN com isolamento de optoacoplador

Os pontos de conexão para sondas dos canais A e B permitem medir diversas funções de transferência