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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Considerações de projeto para amplificadores de feedback comuns
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Designer de rádio amador Recentemente, houve outra onda de discussões sobre um tópico que pode ser condicionalmente chamado de "a favor" ou "contra" feedback negativo em amplificadores. Infelizmente, essas discussões raramente contêm qualquer argumento racional, ao mesmo tempo que demonstram uma clara falta de conhecimento sobre as "pequenas coisas" de trabalhar e projetar sistemas com FOS. A situação é complicada pelo fato de que, na maioria dos casos, como justificativa para objeções ao uso do feedback, são citados dispositivos que, de fato, acabam sendo um exemplo de uso analfabeto ou malsucedido do mesmo. E então, nas piores tradições da lógica escolar, chega-se à conclusão: “feedback é ruim!”. Ao mesmo tempo, exemplos do uso correto de FOS parecem estar se tornando cada vez mais raros, e muito provavelmente devido à virtual ausência de literatura moderna sobre o assunto. É por isso que nos parece especialmente conveniente publicar vários materiais dedicados a recursos pouco conhecidos do projeto de amplificadores altamente lineares com feedback. Lembre-se que o principal motivo da invenção dos amplificadores com NFB por Harold Black em 1927 foi justamente a necessidade de aumentar a linearidade dos amplificadores usados em sistemas de comunicação telefônica multicanal em um par de fios. O problema era que os requisitos de linearidade desses amplificadores aumentam muito acentuadamente à medida que o número de canais aumenta. Há duas razões para isso. O primeiro é o número de possíveis produtos de intermodulação que interferem. A segunda razão é que com o aumento da largura de banda do sinal, as perdas nos cabos também aumentam, razão pela qual os amplificadores devem ser colocados a uma distância menor (e sua resposta de frequência deve ser ajustada mais fortemente), e em uma distância de 2500 km rota seu número aumenta para três mil. Uma vez que os produtos de distorção na linha de comunicação são somados, os requisitos para cada amplificador individual são correspondentemente mais rigorosos. Para deixar claro o quão alta é a classe deste equipamento, notamos que amplificadores para sistemas com 10800 canais têm um nível de distorção de intermodulação de terceira ordem no final da banda passante (60 MHz) de não mais que -120 ... - 126 dB e um valor de tom de diferença não superior a - 130...-135 dB. A distorção de intermodulação de ordem superior é ainda menor. A resposta de frequência de um caminho contendo de dois a três mil (!) Amplificadores durante sua vida útil (aproximadamente 30 anos de operação ininterrupta) não muda mais do que alguns decibéis, principalmente devido ao envelhecimento do cabo. Pelos padrões dos equipamentos convencionais, isso é fantástico, mas na realidade é apenas o resultado do uso competente da proteção ambiental. O problema de aumentar a linearidade dos amplificadores X. Black trabalha na Bell Labs desde 1921. Foi ele quem desenvolveu quase todos os métodos conhecidos de compensação de distorção, em particular, correção de distorção pela chamada conexão direta, bem como distorção compensação somando um sinal de saída distorcido com um sinal de distorção antifase dedicado. Essas medidas, é claro, surtiram efeito, mas não foram suficientes. A solução cardinal para o problema da linearidade foi justamente a invenção de amplificadores com realimentação e, mais importante, sua correta implementação prática, o que era impossível sem a criação de uma teoria apropriada (“não há nada mais prático do que uma boa teoria!”). . O primeiro passo na construção da teoria foi dado por Harry Nyquist, que encontrou um método ainda utilizado para determinar a estabilidade antes mesmo do fechamento do circuito de realimentação, baseado no tipo de resposta em frequência e na resposta de fase de um sistema aberto (hodógrafo de Nyquist). . No entanto, nem tudo tão simples. Apesar da simplicidade e aparente obviedade do princípio de funcionamento do FOS, para realmente obter os benefícios que podem ser alcançados com seu uso, foi necessário criar uma teoria de feedback muito extensa, que de forma alguma se resume a garantir a estabilidade ( falta de geração). Sua construção foi praticamente concluída pelo notável matemático americano de origem holandesa Hendrik Wade Bode somente em 1945 [1]. Para entender a real complexidade das tarefas, notamos que mesmo a primeira patente de Black para um amplificador com feedback, que não descreve todos os problemas, tem o volume de um pequeno livro - contém 87 páginas. Aliás, no total, X. Black recebeu 347 patentes, uma parte significativa das quais está relacionada especificamente à implementação de amplificadores com OOS. Em comparação com tal volume de trabalho, todas as reivindicações dos modernos "subversores das fundações" que não criaram nada próximo em nível, e muitas vezes nem sequer leram (ou não entenderam) as obras de Black, Nyquist e Bode, parecer pelo menos excessivamente autoconfiante. Portanto, a questão não é usar o OOS (na realidade, ele sempre existe, só que nem sempre explicitamente), mas que esse uso seja competente e traga o resultado desejado. Então, qual dos "não descritos nos livros" você deve prestar atenção ao projetar e avaliar o projeto de circuito de amplificadores com realimentação? Primeiro, lembramos que na fórmula do coeficiente de transferência (função de transferência) de um sistema de realimentação H(s) = K(s)/[1+b(s)K(s)] aparecem números complexos e funções, a saber:
Para obter resultados corretos, os cálculos devem ser realizados de acordo com as regras da aritmética dos números complexos [2], o que muitas vezes é esquecido até mesmo pelos autores de livros didáticos. Por exemplo, em um ângulo de fase de ganho de loop próximo a ±90°, ±270°, as não linearidades de amplitude do amplificador original são quase completamente convertidas em fases (ou seja, em modulação de fase parasita, embora enfraquecida por |bK| vezes ). Neste caso, a modulação de amplitude parasita praticamente desaparece, e os resultados das medições de distorção de intermodulação podem ser 20 ... 30 dB mais otimistas do que o analisador de espectro (e audição no caso de UMZCH) realmente mostra. Infelizmente, esse é exatamente o caso da maioria das UOs e de muitos UMZCHs. Um bom exemplo é o amplificador de realimentação de corrente descrito por Mark Alexander [3]. O nível real de distorção de intermodulação (na abreviação em inglês - IMD) deste amplificador em um sinal de dois tons com frequências de 14 e 15 kHz de acordo com o analisador de espectro é de aproximadamente 0,01%, o que está em boa concordância com a distorção harmônica versus gráfico de frequência (aproximadamente 0,007% a uma frequência de 15 kHz). Se a distorção de intermodulação deste amplificador for medida usando o método padrão (apenas modulação de amplitude), os valores IMD resultantes serão muito menores. A uma frequência de 7 kHz, obtemos apenas insignificantes 0,0002% e a 15 kHz - cerca de 0,0015%, o que é significativamente menor que os valores reais (cerca de 0,005 e 0,01%, respectivamente). Este efeito também foi mencionado de passagem por Matti Otala [4]. Próximo momento. É importante entender que o FOS não pode reduzir o valor absoluto dos produtos de distorção e ruído trazidos para a entrada em comparação com a situação em que o loop FOS está aberto e os níveis de sinal na saída são os mesmos em ambos os casos. Em frequências suficientemente altas, o ganho de qualquer amplificador cai; como consequência, a diferença de sinal no amplificador com realimentação também aumenta. Portanto, na região de frequências mais altas, a entrada e os estágios subsequentes inevitavelmente começarão a apresentar sua não linearidade, pois o aumento da diferença de sinal em um amplificador com realimentação é possível quase dobrar o valor de entrada [5] devido ao deslocamento de fase . Também notamos que com um circuito fechado de realimentação, os produtos de distorção, especialmente de alta ordem, como os "dentes" de comutação dos braços do estágio de saída, são semelhantes aos sinais de entrada de alta frequência e o filtro passa-baixa de entrada não pode ajuda aqui. É por isso que, para evitar uma expansão catastrófica do espectro de distorções de intermodulação com a introdução de FOS, é altamente desejável fornecer um decaimento mais rápido do envelope do espectro de produtos de distorção sem FOS do que a taxa de decaimento do ganho de laço. Essa condição, infelizmente, não é apenas pouco conhecida (Bode apenas a insinua, considerando-a óbvia), mas também raramente é cumprida. Pela mesma razão, a correção de frequência introduzida para estabilidade não deve levar a uma deterioração na linearidade do amplificador em toda a faixa de frequência, até a frequência de ganho unitário e até um pouco mais alta. A maneira mais óbvia de conseguir isso é realizar uma correção de forma a reduzir diretamente o valor do sinal de entrada, como foi feito no famoso amplificador M. Otala (Fig. 1). Observe que o "quenching" do sinal diferencial na entrada pela cadeia R6C1 usado aqui dá um resultado muito melhor do que o circuito de correção de frequência modelo do tipo op-amp, apesar da presença nos circuitos emissores de estágios diferenciais de capacitores boost C2, C4, C6, que aumentam muito a não linearidade dinâmica.
O exposto explica a conveniência de uma grande margem de linearidade nos estágios anteriores àqueles em que o decaimento principal da resposta de frequência é formado - em amplificadores com feedback, isso é necessário antes de tudo para evitar uma expansão significativa do espectro de produtos de distorção . Para aumentar a linearidade dos estágios de entrada, muitas vezes é recomendado o uso de transistores de efeito de campo neles, no entanto, essa recomendação faz algum sentido apenas ao usar transistores de efeito de campo discretos com alta tensão de corte (mais de 5 V) e definir o modo apropriado (cerca de metade da corrente inicial, no entanto, a amplificação de tal estágio pequeno). A amplificação de cascatas em transistores bipolares com a introdução de feedback local, fornecendo a mesma transcondutância efetiva e operando na mesma corrente que cascatas em transistores de efeito de campo, sempre fornece linearidade significativamente melhor, especialmente em altas frequências, devido a uma melhor relação de capacitância de passagem à transcondutância [6]. O uso de amplificadores operacionais padrão com uma entrada de "campo", em que os transistores de entrada operam em um modo de aproximadamente 0,6 ... no qual não mais que 0,7 ... 0,1 V cai nos resistores do emissor. op-amps de velocidade com uma entrada "bipolar", a queda de tensão nos resistores do emissor geralmente não é inferior a 0,2 ... 300 mV, portanto, a linearidade de seus estágios de entrada é maior e sua capacidade de entrada é menor. É por essas razões que os amplificadores operacionais de entrada de campo de alta linearidade e alta velocidade (como OPA500 e AD655) são normalmente construídos como uma combinação de estágios de transistor bipolar com seguidores de fonte de entrada. Para aumentar a linearidade dos estágios de entrada, é mais eficaz usar o feedback dependente da frequência local, que fornece simultaneamente a diminuição necessária na resposta de frequência e o aumento da linearidade (por exemplo, com indutores nos circuitos emissores dos estágios de entrada [7]). A proteção ambiental local dependente da frequência reduz a perda de profundidade da proteção ambiental geral na faixa de frequência operacional; é aplicável tanto em estágios de amplificação de tensão (por exemplo, em amplificadores operacionais LM101, LM318, NE5534 [8]) quanto em estágios de saída (por exemplo, em amplificadores operacionais OP275, LM12 e em microcircuitos UMZCH TDA729x e LM3876/3886) . Assim, ao desenvolver um amplificador com realimentação, é necessário garantir linearidade aceitável (pelo menos não pior do que alguns por cento) e melhor estabilidade das características sem realimentação precisamente na região de frequência onde o ganho da malha é pequeno, e não em baixas frequências , onde o ganho da malha é alto. Uma série de medidas para melhorar a linearidade em baixas e médias frequências (por exemplo, a introdução do chamado link de rastreamento em um amplificador cascode) leva simultaneamente a uma deterioração da estabilidade das características e (ou) uma diminuição na linearidade em HF. Portanto, sua introdução em amplificadores com feedback é impraticável. No caso de utilização de OOS local, para obter bons resultados, é necessário otimizar suas características de frequência, pois cada uma delas não só aumenta a linearidade dessa cascata, como também reduz o ganho de malha no circuito OOS geral. Esta tarefa não é trivial, não se pode prescindir de uma modelagem e otimização computacional muito precisas. Como regra da primeira aproximação, podemos supor que próximo da opção ótima é aquela em que a contribuição de todos os estágios para a distorção resultante do amplificador com OOS (com um loop OOS fechado!) é aproximadamente a mesma. Além disso, para amplificadores com feedback comum, é extremamente importante que não haja quedas de rastreamento dinâmico no loop de feedback. Isso significa que não linearidades dinâmicas são inaceitáveis, levando a mudanças abruptas nas características, por exemplo, devido ao bloqueio ou saturação (quase-saturação) dos transistores, ou devido ao aparecimento de correntes de grade nas lâmpadas quando um sinal é aplicado através de um capacitor de acoplamento. Se por algum motivo tais fenômenos não puderem ser excluídos, é necessário tomar medidas para nivelar sua influência em regiões de frequência onde o ganho do loop é pequeno (especialmente na região de frequência de ganho unitário), usando, por exemplo, proteção ambiental local. Um excelente exemplo é o estágio de saída push-pull NE5534 [8] baseado em transistores de mesma estrutura de condutividade. Parece que a cascata é muito não linear: o ombro superior é um seguidor de emissor, o inferior é um transistor com um emissor comum. No entanto, devido ao aumento da profundidade do FOS local com frequência, até mesmo traços de "passos" estão ausentes no sistema operacional (claro, desde que a placa seja roteada corretamente). Portanto, a principal fonte de distorção neste amplificador na maioria das vezes acaba sendo precisamente a sobrecarga do estágio de entrada, que não contém (para minimizar o ruído) resistores de emissor! Seja como for, este op-amp não apresenta um aumento de distorção na banda de frequência de áudio mesmo com um ganho com um NFB de 40 dB (P = 0,01), quando a profundidade do NFB total em 20 kHz não exceder 30 dB. As distorções neste caso não excedem 0,005% (e isso ocorre com uma oscilação do sinal de saída de 20 V de pico a pico), e seu espectro é praticamente limitado pelo terceiro harmônico. Ao mesmo tempo, conectar uma carga de até 500 ohms quase não afeta a distorção. Dos outros defeitos do circuito, a histerese dinâmica (criada pela maioria dos circuitos projetados para comutação "suave" dos ombros dos estágios de saída push-pull) é especialmente perigosa, assim como o "corte central" que ocorre em altas frequências - um passo ( uma doença padrão de estágios de saída em transistores compostos de acordo com o esquema Shiklai ou com base no amplificador "paralelo"). Do ponto de vista da estabilidade, esses defeitos equivalem ao aparecimento de um deslocamento de fase adicional, chegando até 80° ... 100°. Em vários amplificadores operacionais e alguns modelos de amplificadores poderosos, para superar essas deficiências, são usados circuitos que ignoram elementos não lineares em RF (OS multicanal). A questão da escolha do tipo de resposta em frequência da amplificação em loop é bastante abordada na literatura clássica, por exemplo, em [1]. A escolha do número ótimo de estágios de amplificação, levando em consideração sua velocidade relativa, e o projeto de sistemas com FOS multicanal são considerados em detalhes em [9], portanto, daremos apenas informações breves a seguir. Como o nó UMZCH “mais lento” é mais frequentemente um estágio de saída poderoso, o número ideal de cascatas no UMZCH do ponto de vista da linearidade e profundidade de feedback certamente não é inferior a três (como Bode estabeleceu, com velocidade aproximadamente igual de as cascatas, um amplificador de três estágios é ideal). No caso de realizar a correção com circuitos ignorando as cascatas na RF, o número de cascatas é limitado apenas pela complicação do dispositivo. A divisão do loop OOS geral em vários loops locais, promovida por vários autores, é inconveniente apesar da simplificação do design. A cobertura por feedback "local" de mais de um estágio no amplificador, como mostrado por Bode, leva à perda de linearidade potencialmente alcançável. Por exemplo, duas cascatas conectadas em série com um NFB local de 30 dB cada uma terão obviamente uma linearidade pior do que as mesmas duas cascatas cobertas por um NFB total de 60 dB na mesma faixa de frequência. Claro, existem algumas exceções a essa regra. Assim, para a formação da resposta em frequência do ganho do loop, é útil usar OOS local dependente da frequência, quando na região das frequências de operação do amplificador eles estão praticamente desligados e não reduzem a profundidade alcançável do OOS total. Outro exemplo é que em amplificadores de micro-ondas feitos em componentes discretos, o excesso de deslocamento de fase introduzido por elementos ativos e circuitos passivos começa a exceder o natural, determinado pelo decaimento da resposta de frequência, e a profundidade alcançável do OOS geral é pequena. Nesse caso, é mais prático usar cadeias de FOSs locais entrelaçados em vez de um FOS geral. A margem de estabilidade de fase em altas frequências para UMZCH não deve ser escolhida inferior a 20 ° ... 25 ° (inferior - não confiável) e não é lucrativo aumentar mais de 50 ° ... 70 ° (perdas perceptíveis na área de amplificação, ou seja, em velocidade e profundidade OOS). Para aumentar a profundidade do OOS na banda de frequência operacional, é aconselhável introduzir uma seção de amplificação em loop com uma inclinação de cerca de 12 dB por oitava na resposta de frequência. É ainda melhor formar a resposta de frequência de uma amplificação em loop, como um corte Bode ou um Nyquist estável (com uma mudança de fase além de 180 °), no entanto, sua implementação correta é bastante complicada e, portanto, nem sempre justificada. É por isso que UMZCH com uma resposta de frequência de amplificação de loop de Nyquist, até onde se sabe, não são produzidos em massa. Os projetos descritos na literatura têm limitações operacionais significativas (em particular, a inadmissibilidade de sinais de alta frequência entrando na entrada, corte de tensão de saída ruim). Remover essas restrições é possível, mas complicado. Outro fator de viabilidade muito importante muitas vezes esquecido é o projeto de cascatas cobertas por feedback. Deve garantir que não haja picos ressonantes parasitas no decaimento da resposta de frequência e além da banda passante, forçando, para garantir a estabilidade, diminuir artificialmente a velocidade do amplificador como um todo (veja os exemplos da resposta de frequência do amplificador aberto). amplificadores de feedback de loop mostrados na Fig. 2). A presença de picos parasitas na resposta de frequência reduz drasticamente a profundidade do OOS alcançável sem auto-excitação. A curva 1 demonstra a possibilidade de fornecer uma grande margem de estabilidade (10 dB) em uma frequência de ganho unitário de cerca de 2 MHz. A profundidade do OOS em 20 kHz é de pelo menos 40 dB. A curva 2 tem um pico parasita, cujo fator de qualidade é de cerca de 20 (na verdade, pode ser ainda mais). Para que um amplificador com tal resposta de frequência não seja excitado (com uma margem de estabilidade de apenas 2 ... 3 dB), o ganho de loop e a largura de banda de feedback de tal amplificador terão que ser reduzidos por um fator de 20 em comparação com a curva 1, e a frequência de provável auto-excitação será cem vezes maior que a frequência nominal de ganho unitário!
Resumindo uma breve visão geral, notamos que qualquer design é um conjunto de compromissos, por isso é muito importante que as soluções aplicadas estejam mutuamente vinculadas, e o design seja um todo único. No que diz respeito ao UMZCH, por exemplo, não há razão particular para atingir especificamente uma profundidade de feedback acima de 80 ... 90 dB na banda de frequência de áudio, pois a principal fonte de produtos de distorção neste caso não será mais elementos ativos, mas construtivas, por exemplo, interferência de estágios de saída push-pull. É claro que, nesse caso, é mais importante refinar cuidadosamente o design, como é feito em um dos projetos do autor [10] ou em amplificadores estrangeiros das marcas Halcro e Dynamic Precision. Literatura
Autor: S. Ageev, Moscou; Publicação: radioradar.net
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