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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Detector de metais por indução de bobina única. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / detectores de metal O detector de metais do tipo indução proposto é universal. Seu sensor é de design simples e pode ser fabricado com diâmetro de 0,1 ... 1 m. Aproximadamente em proporção ao diâmetro, o tamanho dos objetos detectados e a distância em que o detector de metais detecta esses objetos mudará. Para um sensor padrão com diâmetro de 180 mm, a profundidade de detecção é:
O dispositivo está equipado com um discriminador simples que permite filtrar sinais de pequenos objetos de ferro, se estes não forem de interesse para a pesquisa. Esquema estrutural O diagrama de blocos é mostrado na fig. 14. Consiste em vários blocos funcionais.
O oscilador de quartzo é uma fonte de pulsos retangulares, a partir dos quais é formado um sinal que entra na bobina do sensor. O sinal do oscilador é dividido pela frequência por 4 usando um contador de anel nos flip-flops. De acordo com o circuito em anel, o contador é projetado para que dois sinais F1 e F2 possam ser gerados em suas saídas, defasados um em relação ao outro em 90 °, o que é necessário para construir um circuito discriminador. Um sinal retangular (meandro) é alimentado à entrada do primeiro integrador, cuja saída é uma tensão dente de serra linear por partes. O segundo integrador faz um sinal da "serra", que tem uma forma muito próxima de uma senoidal e consiste em meias-ondas de forma parabólica. Este sinal de amplitude estável é alimentado ao amplificador de potência, que é um conversor de tensão para corrente carregado na bobina do sensor. A tensão do sensor não é mais estável em amplitude, pois depende do sinal refletido de objetos de metal. O valor absoluto dessa instabilidade é muito pequeno. Para aumentá-lo, ou seja, destacar o sinal útil, o circuito de compensação subtrai a tensão de saída do segundo integrador da tensão na bobina do sensor. Aqui, muitos detalhes da construção do amplificador de potência, do circuito de compensação e do método de ligar a bobina do sensor são deliberadamente omitidos, tornando esta descrição mais fácil de entender o princípio de operação do dispositivo, embora não totalmente correto. Para mais detalhes, consulte a descrição do diagrama de circuito. Do circuito de compensação, o sinal útil é enviado ao amplificador receptor, onde é amplificado por tensão. Os detectores síncronos convertem o sinal útil em tensões que variam lentamente, cujos valores e polaridade dependem da mudança de fase do sinal refletido em relação ao sinal de tensão da bobina do sensor. Em outras palavras, os sinais de saída dos detectores síncronos nada mais são do que os componentes da expansão ortogonal do vetor do sinal útil refletido em termos da base vetorial dos harmônicos fundamentais dos sinais de referência F1 e F2. Uma parte do sinal inútil, que não é compensada pelo circuito de compensação devido à sua imperfeição, penetra inevitavelmente no amplificador receptor. Nas saídas dos detectores síncronos, esta parte do sinal é convertida em componentes DC. Os filtros passa-alto (HPF) cortam componentes constantes inúteis, passando e amplificando apenas os componentes variáveis dos sinais associados ao movimento do sensor em relação a objetos de metal. O discriminador gera um sinal de controle para iniciar o modelador de sinal sonoro apenas com uma certa combinação de polaridades de sinal na saída do filtro, o que elimina a indicação sonora de pequenos objetos de ferro, ferrugem e alguns minerais Diagrama esquemático O diagrama esquemático do detector de metais por indução desenvolvido pelo autor é mostrado na Fig. 15 - a parte de entrada, fig. 16 - detectores e filtros síncronos, fig. 17 - discriminador e modelador de sinais sonoros, fig. 18 é um diagrama de conexões externas. Oscilador de cristal (fig. 15) O oscilador de cristal é montado em inversores D1.1-D1.3. A frequência do oscilador é estabilizada por um ressonador de quartzo ou piezocerâmico Q com uma frequência ressonante de 215 Hz - 32 kHz ("quartzo de relógio"). O circuito R1C2 impede a excitação do gerador em harmônicos mais altos. Através do resistor R2, o circuito OOS é fechado, através do ressonador Q, o circuito POS é fechado. O gerador é caracterizado pela simplicidade, baixo consumo de corrente, operação confiável com uma tensão de alimentação de 3 ... 15 V, não contém elementos sintonizados e resistores de resistência excessivamente alta. A frequência de saída do gerador é de cerca de 32 kHz.
contador de anéis (fig. 15) O contador de toques tem duas funções. Primeiro, ele divide a frequência do oscilador por 4, até uma frequência típica de 8 kHz para tais dispositivos. Em segundo lugar, gera dois sinais de referência para detectores síncronos, deslocados um em relação ao outro em 90° em fase. O contador de anel consiste em dois flip-flops D D2.1 e D2.2, fechados em um anel com inversão de sinal ao longo do anel, sendo o sinal de clock comum para ambos os flip-flops. Qualquer sinal de saída do primeiro gatilho D2.1 tem um deslocamento de fase de mais ou menos um quarto de período (ou seja, 90°) em relação a qualquer sinal de saída do segundo gatilho D2.2. Integradores (fig. 15) Os integradores são feitos no OS D3.1 e D3.2. Suas constantes de tempo são determinadas pelos circuitos R3C6 e R5C9. O modo DC é suportado pelos resistores R4, R6. A separação dos capacitores C5, C8 evita o acúmulo de erro estático, que pode tirar os integradores do modo devido ao seu alto ganho CC. As classificações dos elementos incluídos nos circuitos integradores são escolhidas de forma que a mudança de fase total de ambos os integradores em uma frequência operacional de 8 kHz seja exatamente 180°, levando em consideração os circuitos RC principais e levando em consideração a influência da separação circuitos e a velocidade final do amplificador operacional com a correção selecionada. Os circuitos de correção dos amplificadores operacionais dos integradores são padrão e consistem em capacitores de 33 pF. Amplificador (fig. 15) O amplificador de potência é montado em um amplificador operacional D4.2 com realimentação de tensão paralela. Um elemento de ajuste de corrente termicamente compensado, consistindo de resistores R72, R78 e termistor R73 (ver Fig. 18), é conectado entre a saída do segundo integrador e a entrada inversora do amplificador operacional D4.2. A carga do amplificador, que também é um elemento do OOS, é um circuito oscilatório que consiste em uma bobina sensora L1 e um capacitor C61. Na numeração de resistores e capacitores nos diagramas da fig. 15-18 algumas posições são omitidas, que I está associada a inúmeras modificações no circuito do detector de metais por indução e isso não é um erro. O circuito oscilatório é sintonizado para ressonância em um quarto da frequência do ressonador de quartzo do oscilador mestre, ou seja, à frequência do sinal aplicado a ele. O módulo de impedância do circuito oscilatório na frequência ressonante é de cerca de 4 kOhm. Os parâmetros da bobina do sensor L1 são os seguintes: o número de voltas é 100, a marca do fio é PEL, PEV, PELSHO 0,2 ... 0,5, o diâmetro médio e o diâmetro do mandril do enrolamento são 165 mm. A bobina possui uma tela de alumínio conectada ao barramento comum do instrumento. Para evitar a formação de uma volta em curto-circuito, uma pequena parte, cerca de 1 cm, da circunferência do enrolamento da bobina fica livre da tela. Os elementos sensores R72, R73, R78, L1, C61 são selecionados de modo que: em primeiro lugar, sejam iguais em valor à tensão na entrada e na saída do amplificador de potência. Para fazer isso, é necessário que a resistência do circuito R72, R73, R78 seja igual ao módulo de impedância do circuito oscilatório L1, C61 na frequência de ressonância de 8 kHz, ou melhor, 8192 Hz. Este módulo de resistência é, como já mencionado, cerca de 4 kOhm e seu valor deve ser especificado para um determinado sensor. Em segundo lugar, o coeficiente de resistência de temperatura (TCR) do circuito R71-R73 deve corresponder em magnitude e sinal ao TCR do módulo de impedância do circuito oscilante L1, C61 na frequência ressonante, o que é alcançado: aproximadamente - escolhendo o valor do termistor R73, e exatamente - escolhendo a relação R72-R78 e é alcançado experimentalmente ao ajustar. A instabilidade de temperatura do circuito oscilatório está associada à instabilidade, antes de tudo, da resistência ôhmica do fio de cobre da bobina. Com o aumento da temperatura, essa resistência aumenta, o que aumenta as perdas no circuito e reduz seu fator de qualidade. Portanto, o módulo de sua impedância na frequência de ressonância diminui. O resistor R18 não desempenha um papel fundamental no circuito e serve para manter o amplificador operacional D4.2 no modo quando a contraparte do conector X1 está desabilitada. O circuito de correção do amplificador operacional D4.2 é padrão e consiste em um capacitor de 33 pF. Esquema de compensação (fig. 15) Os principais elementos do circuito de compensação que implementam a subtração da tensão de saída do segundo integrador da tensão da bobina do sensor são os resistores R15, R17 com o mesmo valor de resistência. De seu ponto de conexão comum, o sinal útil é alimentado ao amplificador receptor. Elementos adicionais, graças aos quais o ajuste manual e o ajuste do dispositivo são alcançados, são os potenciômetros R74, R75 (Fig. 18). A partir desses potenciômetros, é possível obter um sinal que esteja na faixa [-1, +1] do sinal de tensão do sensor (ou o sinal de saída do segundo integrador, que é quase igual em amplitude a ele). Ao ajustar esses potenciômetros, o sinal mínimo na entrada do amplificador receptor e sinais zero nas saídas dos detectores síncronos são alcançados. Através do resistor R16, parte do sinal de saída de um potenciômetro é misturado diretamente no circuito de compensação e usando os elementos R11-R14, C14-C16 - com um deslocamento de 90 ° da saída de outro potenciômetro. Op-amp D4.1 é a base do compensador de harmônicos superiores do circuito de compensação. Ele implementa um integrador duplo com inversão, cujas constantes de tempo são definidas pelo circuito paralelo de realimentação de tensão R7C12 comum ao integrador, bem como o capacitor C16 com todos os resistores ao seu redor. Um meandro com frequência de 8 kHz é fornecido à entrada do integrador duplo a partir da saída do elemento D1.5. Através dos resistores R8, R10, o harmônico principal é subtraído do meandro. A resistência total desses resistores é de cerca de 10 kOhm e é selecionada experimentalmente ao definir o sinal mínimo na saída do amplificador operacional D4.1. Os harmônicos maiores restantes na saída do integrador duplo entram no circuito de compensação na mesma amplitude dos harmônicos maiores que penetram pelos integradores principais. A relação de fase é tal que, na entrada do amplificador receptor, os harmônicos mais altos dessas duas fontes são praticamente compensados. A saída do amplificador de potência não é uma fonte adicional de harmônicos mais altos, pois o alto fator de qualidade do circuito oscilatório (cerca de 30) fornece um alto grau de supressão de harmônicos mais altos. Harmônicos maiores, em primeira aproximação, não afetam o funcionamento normal do dispositivo, mesmo que sejam muitas vezes maiores que o sinal útil refletido. No entanto, eles devem ser reduzidos para que o amplificador receptor não caia no modo de corte quando os topos do "coquetel" dos harmônicos mais altos em sua saída, eles começam a ser cortados devido ao valor finito da tensão de alimentação do amplificador operacional. Essa transição do amplificador para o modo não linear reduz drasticamente o ganho do sinal útil. Os elementos D1.4 e D1.5 impedem a formação de um anel PIC parasita através do resistor R7 devido ao valor diferente de zero do co- | resistência de saída do gatilho D2.1. Uma tentativa de conectar o resistor R7 diretamente ao flip-flop leva à auto-excitação do circuito de compensação em baixa frequência. O circuito de correção do amplificador operacional D4.2 é padrão e consiste em um capacitor de 33 pF. Amplificador de recepção (fig. 15) O amplificador receptor é de dois estágios. Seu primeiro estágio é feito no amplificador operacional D5.1 com realimentação de tensão paralela. O ganho de sinal útil é: Ku = - R19/R17 = -5. A segunda cascata é feita no amplificador operacional D5.2 com realimentação de tensão serial. Coeficiente de ganho Ku = R21/R22 + 1 = 6. As constantes de tempo dos circuitos de separação são escolhidas de forma que na frequência de operação o deslocamento de fase criado por eles compense o atraso do sinal devido à velocidade finita do amplificador operacional. Os circuitos de correção do amplificador operacional D5.1 e D5.2 são padrão e consistem em capacitores de 33 pF.
Detectores síncronos (fig. 16) Detectores síncronos são do mesmo tipo e possuem circuitos idênticos, então apenas um deles, o de cima do circuito, será considerado. O detector síncrono consiste em um modulador balanceado, um circuito integrador e um amplificador de sinal constante (CCA). O modulador balanceado é implementado com base em um conjunto integrado de interruptores analógicos D6.1 em transistores de efeito de campo. Com uma frequência de 8 kHz, as chaves analógicas fecham alternadamente as saídas do "triângulo" do circuito integrador, composto pelos resistores R23 e R24 e o capacitor C23, para um barramento comum. O sinal de frequência de referência é alimentado ao modulador balanceado a partir de uma das saídas do contador de anel. Este sinal é o sinal de controle para interruptores analógicos. O sinal para a entrada do "triângulo" do circuito integrador é alimentado através do capacitor de desacoplamento C21 da saída do amplificador receptor. Constante de tempo do circuito integrador t = -R23*C23 = R24*C23. Mais detalhes sobre o esquema do detector síncrono podem ser encontrados na Seção 2.1. OA UPS D7 possui um circuito de correção padrão, composto por um capacitor com capacidade de 33 pF para OA tipo K140UD1408. No caso de usar um amplificador operacional do tipo K140UD12 (com correção interna), não é necessário um capacitor de correção, mas é necessário um resistor adicional de ajuste de corrente R68 (mostrado na linha pontilhada). Filtros (fig. 16) Os filtros são do mesmo tipo e possuem circuitos idênticos, portanto apenas um deles, o de cima do circuito, será considerado. Conforme mencionado acima, o tipo de filtro refere-se ao HPF. Além disso, o papel de amplificação adicional do sinal retificado pelo detector síncrono é atribuído a ele no circuito. Ao implementar este tipo de filtros em detectores de metais, surge um problema específico. Sua essência é a seguinte. Os sinais úteis das saídas dos detectores síncronos são relativamente lentos, de modo que a frequência de corte inferior do HPF geralmente está na faixa de 2...10 Hz. A faixa dinâmica dos sinais em amplitude é muito grande, podendo chegar a 60 dB na entrada do filtro. Isso significa que o filtro frequentemente operará em um modo pico a pico não linear. A saída do modo não linear após a exposição a sobrecargas de amplitude tão grande para um filtro passa-alta linear pode levar dezenas de segundos (assim como o tempo de prontidão do dispositivo após ligar a energia), o que torna os circuitos de filtro mais simples inadequados para a prática. Para resolver esse problema, eles recorrem a todos os tipos de truques. Na maioria das vezes, o filtro é dividido em três ou quatro estágios com um ganho relativamente pequeno e uma distribuição mais ou menos uniforme das cadeias de temporização nos estágios. Esta solução acelera a saída do dispositivo para o modo normal após sobrecargas. No entanto, sua implementação requer um grande número de sistemas operacionais. No esquema proposto, o HPF é de estágio único. Para reduzir as consequências das sobrecargas, é feito não linear. Sua constante de tempo para grandes sinais é cerca de 60 vezes menor do que para sinais de baixa amplitude. Esquematicamente, o HPF é um amplificador de tensão no amplificador operacional D9.1, coberto pelo circuito OOS através do integrador no amplificador operacional D10. Para um sinal pequeno, as propriedades de frequência e tempo do HPF são determinadas por um divisor de resistores R45, R47, a constante de tempo do integrador R43 C35 e o ganho do amplificador de tensão no amplificador operacional D9.1. Com um aumento na tensão de saída do HPF após um certo limite, a influência da cadeia de diodos VD1-VD4 começa a afetar, que são a principal fonte de não linearidade. O circuito especificado desvia o resistor R45 em sinais grandes, aumentando assim a profundidade do OOS no HPF e reduzindo a constante de tempo do HPF. O ganho de sinal útil é de cerca de 200. Para suprimir a interferência de alta frequência, o circuito do filtro possui um capacitor C31. O amplificador de tensão amp op D9.1 tem um circuito de correção padrão que consiste em um capacitor de 33 pF. O amplificador operacional do integrador D10 possui um circuito de correção composto por um capacitor de 33 pF para o amplificador operacional do tipo K140UD1408. No caso de usar amplificador operacional tipo K140UD12 (com correção interna), não é necessário um capacitor de correção, mas é necessário um resistor de ajuste de corrente adicional R70 (mostrado na linha pontilhada).
Discriminador (fig. 17) O discriminador consiste em comparadores nos amplificadores operacionais D12.1, D12.2 e vibradores individuais nos flip-flops D13.1, D13.2. Quando um sensor de detector de metais passa sobre um objeto de metal, um sinal útil aparece nas saídas do filtro na forma de duas meias-ondas de tensão de polaridade oposta, uma após a outra simultaneamente em cada saída. Para pequenos objetos de ferro, os sinais nas saídas de ambos os filtros estarão em fase: a tensão de saída "oscilará" primeiro para menos, depois para mais e retornará a zero. Para metais não ferromagnéticos e grandes objetos de ferro, a resposta será diferente: a tensão de saída apenas do primeiro (superior de acordo com o circuito do filtro) "oscilará" primeiro para menos e depois para mais. A reação na saída do segundo filtro será oposta: a tensão de saída irá “oscilar” primeiro para mais e depois para menos. Os pulsos de saída dos comparadores executam um dos vibradores individuais nos gatilhos D13.1, D13.2. Os vibradores individuais não podem iniciar ao mesmo tempo - o feedback cruzado através dos diodos VD9, VD11 bloqueia o início de um vibrador se o outro já estiver funcionando. A duração dos pulsos nas saídas de vibradores individuais é de cerca de 0,5 s, e isso é várias vezes maior que a duração de ambas as rajadas do sinal útil quando o sensor se move rapidamente. Portanto, as segundas meias ondas dos sinais de saída dos filtros não afetam mais a decisão do discriminador - de acordo com as primeiras rajadas do sinal útil, ele aciona um dos vibradores individuais, enquanto o outro é bloqueado e esse estado é fixo por um tempo de 0,5 s. Para excluir a operação dos comparadores de interferência, bem como para atrasar o sinal de saída do primeiro filtro em relação ao segundo, os circuitos integradores R49, C41 e R50, C42 são instalados nas entradas dos comparadores. A constante de tempo do circuito R49, C41 é várias vezes maior, portanto, com a chegada simultânea de duas meias-ondas negativas das saídas do filtro, o comparador D12.2 será o primeiro a funcionar e o disparo único no gatilho O D13.2 iniciará, dando um sinal de controle ("ferro" - ferro). Condicionador de Sinal Sonoro (fig. 17) O modelador de sinal de áudio consiste em dois geradores de frequência de áudio controlados idênticos em gatilhos Schmidt com lógica AND na entrada D14.1, D14.2. Cada gerador é iniciado diretamente pelo sinal de saída do vibrador único discriminador correspondente. O oscilador superior é acionado pelo comando "metal" da saída do vibrador único superior - um alvo não ferromagnético ou um grande objeto de ferro - e produz uma explosão de tom com uma frequência de cerca de 2 kHz. O oscilador inferior é acionado pelo comando "ferro" da saída do vibrador único inferior - pequenos objetos de ferro - e produz uma mensagem tonal com uma frequência de cerca de 500 Hz. A duração das mensagens é igual à duração dos pulsos nas saídas dos vibradores individuais. O elemento D14.3 mistura os sinais de dois geradores de tom. O elemento D14.4, conectado de acordo com o circuito inversor, é projetado para implementar um circuito de ponte para ligar um emissor piezoelétrico. O resistor R63 limita as rajadas de corrente consumidas pelo microcircuito D14, causadas pela natureza capacitiva da impedância piezoelétrica. Esta é uma medida preventiva para reduzir o efeito da interferência de energia e evitar uma possível auto-excitação do caminho de amplificação. Diagrama de conexões externas (fig. 18)
O diagrama de conexões externas mostra os elementos que não estão instalados na placa de circuito impresso do dispositivo e são conectados a ela por meio de conectores elétricos. Esses elementos incluem:
A finalidade dos elementos listados é basicamente óbvia e não requer explicação adicional. Tipos de peças e design Os tipos de microcircuitos usados são dados na Tabela. 5. Tabela 5. Tipos de microcircuitos usados
Em vez de microcircuitos da série K561, é possível usar microcircuitos da série K1561. Você pode tentar usar alguns chips da série K176. Amplificadores operacionais duplos (op-amps) da série K157 podem ser substituídos por qualquer amplificador operacional de uso geral de parâmetros semelhantes (com alterações correspondentes nos circuitos de pinagem e correção), embora o uso de amplificadores operacionais duplos seja mais conveniente (a densidade de montagem aumenta). É desejável que os tipos de SO usados não sejam inferiores aos tipos recomendados em termos de velocidade. Isso é especialmente verdadeiro para microcircuitos D3-D5. Op-amps de detectores síncronos e integradores de filtro passa-alto devem aproximar-se de amp-ops de precisão em termos de seus parâmetros. Além do tipo indicado na tabela, K140UD14, 140UD14 são adequados. É possível usar amplificadores operacionais de micropotência K140UD12, 140UD12, KR140UD1208 no circuito de comutação correspondente. Não há requisitos especiais para os resistores usados no circuito do detector de metais. Eles só precisam ser robustos e em miniatura em design e fáceis de instalar. Para obter a máxima estabilidade térmica, somente resistores de filme metálico devem ser usados nos circuitos dos sensores, integradores e no circuito de compensação. A taxa de dissipação de energia é de 0,125 ... 0,25 W. O termistor R73 deve ter um TKS negativo e um valor de cerca de 4,7 kOhm. O tipo recomendado de KMT é 17 W. Os potenciômetros de compensação R74, R75 são desejáveis multi-voltas tipo SP5-44 ou com ajuste vernier tipo SP5-35. Você pode conviver com potenciômetros convencionais de qualquer tipo. Nesse caso, é aconselhável usar dois deles. Um - para ajuste grosseiro, com valor nominal de 10 kOhm, incluído de acordo com o diagrama. O outro é para ajuste fino, conectado de acordo com o circuito do reostato no gap de um dos terminais extremos do potenciômetro principal, com valor nominal de 0,5 ... 1 kOhm. Os capacitores C45, C49, C51 são eletrolíticos. Tipos recomendados - K50-29, K50-35, K53-1, K53-4 e outros pequenos. Os demais capacitores, com exceção dos capacitores do circuito oscilatório do sensor, são do tipo cerâmico K10-7 (até um valor nominal de 68 nF) e do tipo filme metálico K73-17 (valores acima de 68 nF). O capacitor de circuito C61 é especial. Altas demandas são colocadas em termos de precisão e estabilidade térmica. O capacitor C61 consiste em vários capacitores (5 ... 10 unid.) conectados em paralelo. O ajuste do circuito em ressonância é realizado selecionando o número de capacitores e sua classificação. O tipo recomendado de capacitores é K10-43. Seu grupo de estabilidade térmica é MPO (ou seja, aproximadamente zero TKE). É possível usar capacitores de precisão e outros tipos, por exemplo, K71-7. No final, você pode tentar usar capacitores de mica termoestáveis antigos com tipo KSO banhado a prata ou alguns capacitores de poliestireno. Diodos VD1-VD12 tipo KD521, KD522 ou silício de baixa potência similar. Também é conveniente usar conjuntos de diodos de ponte integral do tipo KD1 como diodos VD4-VD5 e VD8-VD906. As conclusões (+) e (-) do conjunto de diodos são soldadas juntas e as conclusões (~) são incluídas no circuito em vez de quatro diodos. Diodos de proteção VD13-VD14 dos tipos KD226, KD243, KD247 e outros pequenos para uma corrente de 1 A. Microamperímetros - qualquer tipo para uma corrente de 50 μA com zero no meio da escala (-50 μA ... 0 ... + 50 μA). Microamperímetros de tamanho pequeno são convenientes, por exemplo, tipo M4247. Ressonador de quartzo Q - qualquer relógio de quartzo de pequeno porte (semelhantes também são usados em jogos eletrônicos portáteis). O interruptor de modos de operação - qualquer tipo de biscoito rotativo de tamanho pequeno ou came em 5 posições e 6 direções. Baterias do tipo 3R12 (segundo a designação internacional) ou "quadrada" (segundo a nossa). Emissor piezo Y1 - pode ser do tipo ЗП1-ЗП18. Bons resultados são obtidos ao usar emissores piezo de telefones importados (eles vão em grandes quantidades "para o lixo" na fabricação de telefones com identificador de chamadas). Conectores Х1-ХЗ - padrão, para solda em placa de circuito impresso, com passo de pino de 2,5 mm. Esses conectores são amplamente utilizados atualmente em televisores e outros eletrodomésticos. O conector X4 deve ser de desenho externo, com partes externas metálicas, preferencialmente com contatos folheados a prata ou ouro e saída de cabo selada. O tipo recomendado é PC7 ou PC10 com conexão rosqueada ou baioneta. Placa de circuito impresso O design do dispositivo pode ser bastante arbitrário. Ao projetá-lo, as recomendações descritas abaixo nos parágrafos sobre sensores e design do invólucro devem ser levadas em consideração. A parte principal dos elementos do diagrama de circuito do dispositivo está localizada na placa de circuito impresso.
A placa de circuito impresso da parte eletrônica do detector de metais pode ser feita com base em uma placa de circuito impresso universal pronta para o pacote DIP de microcircuitos com passo de 2,5 mm. Neste caso, a instalação é realizada com fio de cobre estanhado unipolar isolado. Este design é conveniente para trabalhos experimentais. Um projeto de PCB mais preciso e confiável é obtido pelo roteamento de trilhas da maneira tradicional para um determinado circuito. Devido à sua complexidade, neste caso a placa de circuito impresso deve ser metalizada frente e verso. A topologia das trilhas impressas utilizadas pelo autor é apresentada na fig. 19 - lado da placa de circuito impresso do lado da instalação das peças e na fig. 20 - lado da placa de circuito impresso do lado da solda. O desenho da topologia não está em tamanho real. Para facilitar a confecção de uma fotomáscara, o autor fornece o tamanho da placa de circuito impresso ao longo da moldura externa da imagem - 130x144 (mm). Características do PCB:
A densidade dos condutores na placa de circuito impresso não é muito alta, o que possibilita fazer um desenho para gravação em casa. Para fazer isso, é recomendável usar uma caneta de desenho de vidro fino ou uma agulha de seringa serrada completa com um tubo de plástico.
Um reagente comum para gravar uma placa de circuito impresso padrão feita de fibra de vidro com folha de cobre 35 ... 50 mícrons é uma solução aquosa de cloreto férrico FeCl3. Existem outras maneiras de fazer placas de circuito impresso em casa. A localização das peças na placa de circuito impresso é mostrada na fig. 21 (microcircuitos, conectores, diodos "e um ressonador de quartzo), na fig. 22 (resistores e jumpers) e na fig. 23 (capacitores).
Configurando o dispositivo Recomenda-se configurar o dispositivo na seguinte sequência. 1. Verifique a instalação correta de acordo com o diagrama do circuito. Certifique-se de que não haja curtos-circuitos entre condutores PCB adjacentes, pernas de microcircuitos adjacentes, etc. 2. Conecte baterias ou uma fonte de alimentação bipolar, observando rigorosamente a polaridade. Ligue o aparelho e meça a corrente consumida. Deve ser cerca de 40 mA em cada barramento de alimentação. Um desvio acentuado dos valores medidos do valor indicado indica instalação incorreta ou mau funcionamento dos microcircuitos. 3. Certifique-se de que haja um meandro puro na saída do gerador com uma frequência de cerca de 32 kHz. 4. Certifique-se de que existe um meandro com uma frequência de cerca de 2 kHz nas saídas dos triggers D8. 5. Certifique-se de que haja uma tensão dente de serra na saída do primeiro integrador e uma tensão quase senoidal com componentes constantes zero na saída do segundo. Atenção! O ajuste adicional do dispositivo deve ser realizado na ausência de grandes objetos de metal perto da bobina do sensor do detector de metais, incluindo instrumentos de medição! Caso contrário, se esses objetos forem movidos ou o sensor for movido em relação a eles, o dispositivo ficará desafinado e, se houver grandes objetos de metal próximos ao sensor, o ajuste não será possível. 6. Certifique-se de que o amplificador de potência esteja funcionando pela presença de uma tensão senoidal em sua saída com frequência de 8 kHz com componente constante zero (com o sensor conectado). 7. Ajuste o circuito oscilatório do sensor para ressonância selecionando o número de capacitores do circuito oscilatório e sua classificação. O ajuste é controlado aproximadamente - pela amplitude máxima da tensão do circuito, exatamente - por uma mudança de fase de 180 ° entre as tensões de entrada e saída do amplificador de potência. 8. Substitua o elemento resistor do sensor (resistores R71-R73) por um resistor fixo. Escolha seu valor para que as tensões de entrada e saída do amplificador de potência sejam iguais em amplitude. 9. Certifique-se de que o amplificador receptor esteja funcionando, para o qual verifique o modo de seu amplificador operacional e o fluxo do sinal. 10. Certifique-se de que o circuito de compensação de harmônicos superiores esteja funcionando. Potenciômetros de ajuste R74, R75 para obter um sinal harmônico fundamental mínimo na saída do amplificador receptor. Ao selecionar um resistor adicional R8, para obter um mínimo de harmônicos mais altos na saída do amplificador receptor. Nesse caso, haverá algum desequilíbrio no harmônico fundamental. Elimine-o ajustando os potenciômetros R74, R75 e novamente obtenha um mínimo de harmônicos mais altos selecionando o resistor R8 e assim por diante várias vezes. 11. Certifique-se de que os detectores síncronos estejam funcionando. Com um sensor configurado corretamente e um circuito de compensação configurado corretamente, as tensões de saída dos detectores síncronos são ajustadas para zero aproximadamente na posição intermediária dos controles deslizantes do potenciômetro R74, R75. Se isso não acontecer (na ausência de erros de instalação), é necessário ajustar o circuito do sensor e selecionar seu elemento resistor com mais precisão. O critério para o ajuste final correto do sensor é o balanceamento do dispositivo (ou seja, zerar nas saídas dos detectores síncronos) na posição intermediária dos controles deslizantes do potenciômetro R74, R75. Ao ajustar, certifique-se de que próximo ao estado de equilíbrio, apenas o dispositivo W74 reage ao movimento da alça do potenciômetro R1 e apenas o dispositivo W75 reage ao movimento da alça do potenciômetro R2. Se o movimento da alça de um dos potenciômetros próximo ao estado de equilíbrio for refletido em dois dispositivos ao mesmo tempo, você deve tolerar essa situação (será um pouco mais difícil equilibrar o dispositivo cada vez que for girado on), ou selecione com mais precisão o valor do capacitor C14. 12. Certifique-se de que os filtros estejam funcionando. O componente constante da tensão em suas saídas não deve exceder 100 mV. Caso contrário, deve-se trocar os capacitores C35, C37 (mesmo entre o tipo de filme K73-17 existem unidades com defeito com resistência de vazamento - dezenas de megaohms). Também pode ser necessário substituir a OU D10 e D11. Certifique-se de que os filtros respondem a um sinal útil, que pode ser simulado por pequenas voltas dos botões R74, R75. É conveniente observar o sinal de saída dos filtros diretamente usando os dispositivos indicadores W1 e W2. Certifique-se de que a tensão de saída dos filtros volte a zero após a exposição a sinais de grande amplitude (no máximo alguns segundos). Pode acontecer que um ambiente eletromagnético desfavorável dificulte o ajuste do dispositivo. Nesse caso, as setas dos microamperímetros farão oscilações caóticas ou periódicas quando o dispositivo for colocado nas posições de comutação S1 "Modo 1" e sh "Modo 2". O fenômeno indesejável descrito é explicado pela interferência dos harmônicos mais altos da rede de 50 Hz na bobina do sensor. A uma distância considerável dos fios com eletricidade, as setas não devem flutuar quando o aparelho é sintonizado. Um fenômeno semelhante também pode ser observado no caso da autoexcitação do OA dos integradores. 13. Certifique-se de que o discriminador e o circuito de geração de sinal sonoro estejam funcionando. 14. Execute a compensação térmica do sensor. Para fazer isso, primeiro você precisa configurar e equilibrar o detector de metais com um resistor em vez de um elemento sensor resistivo. Em seguida, aqueça levemente o sensor no radiador ou resfrie-o na geladeira. Observe em que posição do controle deslizante do potenciômetro "metal" R74 o dispositivo será equilibrado quando a temperatura do sensor mudar. Meça a resistência do resistor instalado temporariamente no sensor e substitua-o por um circuito R72, R73, R78 com um termistor e resistores de tais classificações que a resistência total do circuito indicado seja igual à resistência do resistor constante sendo substituído . Mantenha o sensor em temperatura ambiente por pelo menos meia hora e repita o experimento com uma mudança de temperatura. Compare os resultados. Se o ponto de equilíbrio na escala do controle deslizante R74 mudar para um lado, o sensor será subcompensado e será necessário aumentar a influência do termistor, enfraquecendo o efeito de derivação do resistor R72, para o qual aumentar sua resistência e reduzir a resistência do resistor adicional R71 (para manter constante o valor da resistência de toda a cadeia) . Se o ponto de equilíbrio para esses dois experimentos for deslocado em direções diferentes, o sensor é supercompensado e é necessário enfraquecer a influência do termistor aumentando o efeito de derivação do resistor R72, para o qual reduza sua resistência e aumente o resistência do resistor adicional R71 (para manter constante o valor da resistência de toda a cadeia) . Tendo realizado vários experimentos com a seleção dos resistores R71 e R72, é necessário garantir que o dispositivo sintonizado e balanceado não perca sua capacidade de equilíbrio quando a temperatura muda em 40 ° C (resfriamento da temperatura ambiente para a temperatura do geladeira freezer). Se houver mau funcionamento e desvios no comportamento de componentes individuais do circuito do detector de metais, você deve agir de acordo com o método geralmente aceito:
Autor: Shchedrin A.I.
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