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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Cálculo de amplificadores transistorizados. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Radioamador iniciante Os transistores, assim que surgiram, rapidamente ganharam um lugar dominante na tecnologia de amplificadores, e há várias razões para isso. Os transistores não possuem filamento, o que significa que não necessitam de energia para aquecê-los, funcionam bem em baixas tensões de alimentação, são bem compatíveis com cargas de baixa impedância (por exemplo, cabeçotes de alto-falantes dinâmicos), são duráveis e confiáveis. Ao contrário das válvulas, as características dos transistores são caracterizadas por uma não linearidade perceptível, e nos amplificadores ela deve ser reduzida por medidas adicionais, por exemplo, a introdução de feedback negativo (NFB). Detenhamo-nos no cálculo de um amplificador de potência de audiofrequência um pouco mais complexo, mas pelo menos o mais comum - UMZCH (Fig. 51). Todos os transistores usados no amplificador são de silício.
O estágio de entrada é montado usando os transistores VT1 e VT2 usando um circuito diferencial. Ele responde apenas à diferença de tensão aplicada às entradas não inversoras e inversoras. Essa diferença, dependendo da polaridade, fecha um e abre o outro transistor. A carga R1 está incluída no circuito coletor do transistor VT1, mas parte de sua corrente de coletor é direcionada para o circuito base do transistor do estágio pré-final VT3, fornecendo polarização e fornecendo um sinal a ele. O estágio final é montado utilizando os transistores VT4 e VT5 em um circuito push-pull com transistores conectados em série. Eles operam no modo classe AB ou mesmo B dependendo da polarização criada pelos diodos VD1 e VD2. O amplificador é carregado no cabeçote dinâmico BA1, que é ligado sem capacitor de acoplamento, pois no modo repouso a tensão na saída do amplificador é praticamente zero. O amplificador é alimentado por uma fonte bipolar (Fig. 52) com as mesmas tensões de saída. Os circuitos do amplificador e da fonte de alimentação são extremamente simples, mas mesmo assim o design montado com eles é bastante funcional e pode fornecer bons parâmetros.
Outras melhorias se resumem à instalação de geradores de corrente de transistor em vez de resistores, estabilizadores de tensão na fonte de alimentação, a inclusão de seguidores de emissor entre estágios individuais - as variações neste tópico são infinitas, e os interessados nos circuitos UMZCH irão estudá-los eles próprios, usando outras publicações. Passaremos ao cálculo do esquema mais simples. Um amplificador (Fig. 51) nada mais é do que um amplificador operacional (amplificador operacional) em sua forma mais simples. Os amplificadores operacionais têm uma série de vantagens que lhes proporcionam a aplicação mais ampla e universal. A impedância de entrada e o ganho de um amplificador operacional ideal são infinitos e a impedância de saída é zero. Um amplificador operacional ideal responde apenas à diferença de tensão em suas entradas. Isto significa que uma mudança simultânea (modo comum) na tensão nas entradas não resulta em um sinal de saída. Nosso amplificador operacional está longe do ideal: sua resistência de entrada é de dezenas de quilo-ohms, seu ganho é de vários milhares e a supressão do componente de modo comum do sinal de entrada não excede 20...40 dB. No entanto, ele liga e funciona da mesma forma que um amplificador operacional ideal (Fig. 53).
O sinal de entrada é fornecido através do capacitor de isolamento C4 para a entrada não inversora DA1 (o que está no triângulo corresponde ao circuito da Fig. 51, mas também pode ser outro amplificador operacional com saída potente, por exemplo, K157UD1 , K174UN11, etc.). O resistor R4 define o potencial de entrada para zero. Sem feedback negativo, que reduz o ganho e ao mesmo tempo a distorção não linear, e também expande a banda de frequências amplificadas, o amplificador operacional não pode funcionar. OOS é fornecido da saída do amplificador para a entrada inversora através do resistor R6. Em corrente contínua e frequências mais baixas, a cadeia C5R5 não desempenha nenhum papel, portanto a profundidade OOS é de 100%. Isso significa que os potenciais na saída e na entrada inversora também são zero. Com efeito, o menor desvio do potencial de saída, por exemplo, no sentido positivo, será transmitido à entrada inversora através do resistor R6, amplificado e levará a uma diminuição do potencial de saída, compensando o desvio inicial. A situação é diferente com a corrente alternada 3H - o divisor R6R5 opera no circuito OOS, e apenas parte da tensão alternada de saída, igual a UoutxR5/(R5 + R6), é transmitida para a entrada inversora. As tensões nas entradas são quase iguais (não esqueçamos que o ganho do amplificador operacional está na casa dos milhares), então a fórmula para o ganho será: K = Uvyx/UBX=1 + R6/R5. A reatância do capacitor na frequência mais baixa da banda passante do amplificador fH deve ser menor que a resistência do resistor R5, portanto C5≥ 1/2πfHR5. Para completar o cálculo dos elementos do circuito na Fig. 53, basta escolher as resistências dos resistores R4 e R6. É aconselhável tomá-los iguais, pois as mesmas correntes de entrada do amplificador operacional, passando por esses resistores, causarão as mesmas quedas de tensão. A diferença de tensão nas entradas permanecerá zero. Contudo, estas quedas de tensão não devem ser grandes; é razoável limitá-las a 50...100 mV. Por isso, R4 = R6 = (0,05...0,1)/iin. Por exemplo, com iin = 1 µA, as resistências do resistor são iguais a 50...100 kOhm. Vamos agora calcular os elementos internos do amplificador operacional (ver Fig. 51). A corrente dos transistores de entrada VT1 e VT2 (é a mesma) é i1 = i2 h21e onde h21e é o coeficiente de transferência de corrente estática dos transistores de entrada em um circuito com emissor comum (também deve ser o mesmo, se possível). A corrente total dos transistores passa pelo resistor R2, e a queda de tensão nele deve ser 0,5 V (tensão limite para abertura dos transistores) menor que a tensão da fonte de alimentação En. Daqui R2 = (En-0,5)/2i1 Em h21e = 100 e iin = 1 µA, a corrente de cada transistor de entrada será de 0,1 mA e a resistência do resistor R2 em En = 6 V será de 27 kOhm. Corrente eu devo criar uma queda de tensão no resistor R1 suficiente para abrir o transistor VT3, ou seja, não inferior a 0,5 V. Portanto, a resistência do resistor R1 deve ser R1 = 0,5/i1 No nosso exemplo, R1 = 5 kOhm. Se você escolher mais, uma parte significativa da corrente i será direcionada para a base do transistor do estágio pré-final VT3. Isto pode ser permitido desde que onde i3 é a corrente de coletor do transistor VT3; h21EZ é o seu coeficiente de transferência atual. A corrente i3 será determinada durante cálculos adicionais. A seguir, você pode começar a calcular as cascatas pré-terminal e final, e é melhor começar com a última, já que o modo da primeira é em grande parte determinado por ela. Aqui você precisará das características do coletor de transistores de saída potentes, mostradas na Fig. 54 e fornecido em livros de referência.
Supõe-se que os transistores VT4 e VT5 possuem as mesmas características, diferindo apenas na estrutura. Pares semelhantes de transistores complementares são produzidos pela indústria (exemplos: KT315 e KT361, KT815 e KT814, KT819 e KT818 com índices de letras diferentes). As características mostram a dependência da corrente do coletor na tensão instantânea no coletor em várias correntes de base. O gráfico mostra a área de modos permitidos do circuito coletor com linhas tracejadas: na parte superior é limitado pela corrente máxima do coletor, à direita - pela tensão máxima permitida do coletor, na parte central - pelo máximo permitido potência de dissipação do transistor, calculada como o produto da corrente e tensão do coletor. A linha de carga não deve cruzar os limites dos modos permitidos em nenhum lugar. Como já mencionado, os transistores VT4 e VT5 operam em modo próximo à classe B. Isso significa que na ausência de sinal, a tensão no transistor é igual a Ep, e a corrente é próxima de zero (o lado direito do linha de carga). Na meia onda positiva do sinal, o transistor superior do circuito (VT4) abre, na meia onda negativa, o inferior (VT5). Como os processos são completamente simétricos, consideremos a operação do transistor superior. À medida que se abre, a corrente do coletor aumenta e a tensão coletor-emissor cai, uma vez que uma meia onda positiva de tensão é liberada na carga - cabeçote BA1. Movendo-nos ao longo da linha de carga para a esquerda e para cima, usando as características do coletor, determinamos ik max e Uk min mostrados na Fig. 54. Se não houver características, então a corrente ik max é considerada um pouco menor que a corrente máxima permitida do coletor, e Uk min significa a tensão de saturação coletor-emissor (queda de tensão no transistor quando ele está totalmente aberto). Conhecer os dois últimos parâmetros permite calcular a potência fornecida pelo amplificador. Na verdade, a oscilação (amplitude) da tensão CA na carga será En - Uk min, e a amplitude da corrente - ik max. O poder será P \u2d (En - Uk min) ik max / XNUMX. Na prática, muitas vezes é aqui que o cálculo começa - tendo especificado a potência de saída, eles determinam a tensão de alimentação En e selecionam o tipo de transistores de saída que fornecem a corrente máxima necessária e correspondem aos parâmetros máximos permitidos (Fig. 54). Também deve-se ter em mente que a tensão do coletor de um transistor fechado pode atingir quase 2En - o valor máximo permitido da tensão coletor-emissor dos transistores selecionados não deve ser inferior a 2En. Conhecendo o coeficiente de transferência de corrente (no modo de sinal grande) dos transistores de saída h21e4 e h21e5 (novamente, é desejável que sejam iguais), encontre a corrente de base máxima ib4 = ik max/h21e4 A corrente do coletor do estágio pré-final (lembre-se que, diferentemente dos transistores de saída, opera na classe A) deve ser significativamente maior que ib4. Aqui são reveladas as deficiências do esquema mais simples (ver Fig. 51). O fato é que na meia onda positiva do sinal, o transistor VT3 abre e sua corrente crescente abre o transistor de saída VT4. Esses processos estão acontecendo muito bem. Mas na meia onda negativa do sinal, o transistor VT5 deve abrir, e sua corrente de base máxima é determinada pelo resistor R3, e a tensão através desse resistor no pico da meia onda negativa é ainda menor que Uк min! Por isso é necessário definir uma alta corrente de coletor do estágio pré-final i3, 10...20 vezes maior que ib4, e calcular a resistência do resistor R3 pela fórmula R3 = En/i3. Claro, isso não é lucrativo - você precisa instalar um transistor bastante potente no estágio pré-terminal e a eficiência de todo o amplificador é reduzida. As seguintes medidas corrigem a situação: aumentar o coeficiente de transferência de corrente dos transistores de saída (instalando transistores compostos, dois ou pelo menos um no lugar do VT5), utilizar um gerador de corrente transistorizado em vez do resistor R3, ligar um “amplificador de tensão”. Neste último caso, o resistor R3 é composto por dois resistores conectados em série, e seu ponto médio é conectado através de um grande capacitor à saída do amplificador. O feedback positivo local resultante contribui para uma melhor abertura do transistor VT5. A última parte do amplificador que permanece sem exame é o capacitor C1, que corrige a resposta de frequência na região de frequências mais altas. Sua capacidade costuma ser pequena - dezenas de picofarads. Será discutido com mais detalhes na próxima seção. Pergunta para autoteste. Calcule o UMZCH com os seguintes parâmetros, tensão de entrada - 0,1 V, tensão de alimentação - ±6,3 V, resistência de carga - 4 Ohms, banda de frequência reproduzível - 50 Hz ... 12,5 kHz. Selecione o tipo de transistor. Determine a potência máxima de saída em uma onda senoidal. resposta. Vamos começar com o último - vamos calcular o estágio de saída no modo de potência máxima de saída. Colocando a tensão residual no coletor do transistor de saída aberto Ukmin = 0,3 V, obtemos a amplitude do componente de frequência variável na saída Um = 6 V. Então o valor máximo da corrente através do transistor será lm=Um/RH = 6 V/4 Ohm -= 1,5 A. A potência de saída no sinal senoidal será P = = UmIm/2 = 4,5 W. O valor médio da corrente de pulso cosseno através dos transistores de saída é 0,32lm (0,32 é o coeficiente zero de decomposição do pulso em componentes harmônicos). Então eu0 = 0,32 lm \u0,5d XNUMX A. Aqui devemos adicionar outra corrente quiescente Ipok transistores de saída são cerca de 0,05 A. Agora encontramos a potência consumida pelo amplificador P0 = 2En(I0 + Ipok)= 7 W. Como você pode ver, a eficiência do amplificador no modo de potência máxima será apenas R/P0 = 4,5 W/7 W = 0,64 ou 64%. Em potências mais baixas a eficiência será ainda menor. Cada um dos transistores de saída dissipará potência (P0 - P)/2 = 1,25 W. Uma boa escolha de transistores é o par complementar KT816, KT817 (com quaisquer índices de letras). Seus parâmetros satisfazem nossas condições com uma margem significativa. O ganho de tensão dos estágios preliminares deve ser de no mínimo 6,3 V/0,1 V = 63. Um estágio de transistor, levando em consideração a carga na baixa impedância de entrada de transistores potentes, não fornecerá tal ganho, portanto, pelo menos dois estágios são necessário. Diagramas recomendados na Fig. 51-53. O excesso de ganho é amortecido pela introdução de OOS (Fig. 53) com uma relação de resistência R6/R5 de aproximadamente 60...70. Autor: V.Polyakov, Moscou
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