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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Transistor UMZCH com maior estabilidade térmica dinâmica. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Amplificadores de potência a transistor O artigo descreve o UMZCH, que utiliza soluções técnicas que melhoram a estabilidade térmica dinâmica do estágio de saída em transistores bipolares. Em tal cascata, as distorções de comutação são eliminadas devido à eliminação do corte de corrente em transistores de alta potência. Na segunda parte do artigo, são fornecidas recomendações para expandir a banda de frequência do amplificador a partir de baixo, o que tem um efeito benéfico na qualidade da reprodução do som. Um UMZCH semelhante foi apresentado por E. Aleshin na exposição russa Hi-End 1998, onde competiu adequadamente com amplificadores valvulados.
A principal fonte de liberação de calor no UMZCH é o estágio de saída e, no desenvolvimento de amplificadores de potência de transistor, sempre foi dada grande atenção à sua estabilização térmica. Nos anos 80-90, em UMZCH de alta qualidade (por exemplo, [1 - 3]), o circuito do estágio de saída, simplificado na Fig. 1, foi mais amplamente utilizado. 2. Suas vantagens incluem estabilidade térmica satisfatória (quando os transistores VT4, VT5, VTXNUMX são colocados em um dissipador de calor comum), uma alta frequência de corte do coeficiente de transferência e baixa resistência de saída. No entanto, o corte de corrente do braço passivo, bem como a instabilidade dinâmica da corrente quiescente dos transistores de saída devido a flutuações na temperatura das junções do transistor quando o nível do sinal muda, contribuem para um aumento nas distorções de comutação. Esses recursos pioram a avaliação subjetiva e a confiabilidade da reprodução do som. Sobre a estabilização do modo dinâmico Alguns anos atrás, o inventor de Khabarovsk E. Aleshin propôs um método para estabilizar o modo de operação (corrente quiescente) de cascatas de transistores [4,5, 6], que possibilitou reduzir a instabilidade dinâmica da temperatura em uma ordem de magnitude, eliminar o corte de corrente na cascata de saída push-pull UMZCH e tornar a redistribuição de corrente mais precisa (como em um amplificador "paralelo" [XNUMX]).
Na fig. 2 mostra um circuito simplificado de um amplificador com realimentação de corrente [2] (A1 é um seguidor push-pull), onde, diferentemente do protótipo, o ponto de operação do estágio de saída é estabilizado usando o nó proposto por E. Aleshin. O estabilizador de corrente quiescente é feito nos elementos VT3, VT4 e VD1, VD2. Quando uma corrente de passagem flui através dos poderosos transistores VT5, VT6 e elementos não lineares conectados em série com eles - diodos VD1, VD2 - uma queda de tensão é formada neste último, que, quando o limiar de abertura dos transistores VT3, VT4 é atingido, faz com que sua corrente de base e coletor apareça, reduzindo a corrente de entrada dos transistores VT5, VT6. Como resultado, a corrente através dos transistores do estágio de saída é limitada e, consequentemente, a corrente através dos diodos VD1, VD2 - sensores de corrente. A estabilidade térmica estática (de longo prazo) é alcançada, como no esquema da Fig. 1, fornecendo contato térmico dos transistores VT3, VT4 com diodos VD1, VD2. A estabilização dinâmica é muito melhor devido à menor geração de calor nos diodos do que nos transistores potentes, e o efeito é alcançável se os cristais desses diodos e transistores forem comparáveis em volume. Na presença de um sinal, uma redistribuição suave da corrente através da carga e entre os diodos VD1 e VD2 é obtida devido ao CVC logarítmico dos diodos. Além disso, a corrente através deles nunca diminui para zero, exceto para o corte de corrente dos transistores de saída. A corrente através do ombro passivo pode ser significativamente aumentada incluindo um resistor entre as bases dos transistores VT3, VT4 (ou seja, paralelo a VD1, VD2). Ao mesmo tempo, nem a temperatura de transistores potentes nem a queda de tensão nos resistores (se houver) nos circuitos de base e emissor desses transistores afetam a corrente quiescente e sua distribuição entre os braços na presença de um sinal. Pode parecer difícil escolher diodos e transistores conectados em paralelo com eles por uma junção de emissor para fornecer uma condição de estabilização: Σ UBe = Σ UVd. De fato, basta encontrar tipos adequados de dispositivos, não é necessária a seleção de cópias. Além disso, existe uma maneira simples de ajustar o ponto de operação, que é mostrada posteriormente na descrição do UMZCH proposto. Sobre distorção térmica Aqui é apropriado falar um pouco sobre distorções térmicas e métodos para sua eliminação ao projetar amplificadores transistorizados. As distorções térmicas são alterações introduzidas no sinal quando este passa por um circuito elétrico ou estágio de amplificação, devido ao efeito térmico do próprio sinal (corrente) sobre os parâmetros sensíveis à temperatura dos elementos amplificadores. Um exemplo de distorção térmica em circuitos passivos é a compressão de sinal em cabeçotes dinâmicos devido ao aquecimento das bobinas de voz (especialmente em cabeçotes de alta potência e alta temperatura). Em dispositivos semicondutores, um aumento na temperatura do cristal sob a influência de uma corrente de sinal fluindo causa uma mudança em parâmetros básicos como, por exemplo, a tensão direta dos diodos (-2,2 mV/K), a tensão base-emissor de bipolares transistores (-2,1 mV/K), coeficiente de transferência de corrente estática de transistores bipolares (+0,5%/K), etc. Os processos térmicos têm natureza inercial, devido à capacidade térmica real do cristal e da caixa do dispositivo. Portanto, os processos eletrotérmicos nos transistores não apenas levam a alterações nos valores instantâneos dos parâmetros, mas também criam um efeito de "memória" nos circuitos elétricos e nos estágios de amplificação. A memória térmica em cascatas de amplificação manifesta-se como parâmetros variantes no tempo após a exposição a um sinal potente: deslocamento do ponto de operação das cascatas, alteração do coeficiente de transferência (erro multiplicativo não estacionário); deslocamento da componente constante do sinal (erro aditivo não estacionário). Este último é semelhante à manifestação da absorção do dielétrico de um capacitor no circuito do caminho do sinal. Esses processos criam distorções de sinal lineares e não lineares que degradam a qualidade do som reproduzido [7]. Deve-se notar especialmente que a estabilização térmica convencional não é capaz de melhorar significativamente a estabilidade térmica dinâmica das cascatas devido à constante de tempo muito maior dos processos térmicos no dispositivo em comparação com a constante de tempo dos processos térmicos dentro de um dispositivo semicondutor. Isso é parcialmente verdadeiro mesmo para microcircuitos monolíticos. Obviamente, para eliminar os problemas associados à memória térmica dos dispositivos semicondutores, é necessário usar soluções de circuito que reduzam as flutuações de temperatura nos cristais do dispositivo ou seu efeito nos parâmetros do amplificador. Tais soluções podem ser: - modo de operação isotérmico de um dispositivo semicondutor [8];
Descrição do esquema UMZCH O amplificador de potência é feito de acordo com o diagrama esquemático (Fig. 3), correspondente ao diagrama de blocos mostrado.
Principais características técnicas Tensão nominal de entrada, V ................... 1
Um filtro passa-baixa R1C2 é instalado na entrada para reduzir a interferência de RF na entrada. O mesmo circuito inclui um limitador de tensão de entrada nos elementos R3, R4, C1, C3, VD1 -VD4 para proteger os estágios de entrada do amplificador contra sobrecarga. O sinal de entrada do controle de volume (VR) é alimentado através de um filtro passa-baixa para um repetidor “paralelo” VT1, VT2, VT4, VT5 (chamado seguidor de emissor pseudo-push-pull em [10]). Os resistores R5, R6 servem para equilibrar a corrente de entrada, ou seja, para eliminar a componente constante da corrente através do RG, que surge devido a diferenças nos coeficientes de transferência de corrente estática dos transistores bipolares de entrada e cria uma tensão de polarização na entrada. O capacitor C6 evita a autoexcitação do estágio de entrada em radiofrequências. O modo de operação estático do repetidor é estabilizado pela tensão de alimentação pelos estabilizadores paramétricos R7VD5, R12VD6 e ajustado pelos resistores R8-R11, R16, R17T8K, de modo que em repouso a diferença de potência térmica entre os transistores dos estágios do repetidor seja pequena. O modo térmico dinâmico, determinado pelos elementos R13, R14, R24, R25 em combinação com o modo estático, é selecionado de forma a minimizar as flutuações de potência nos transistores repetidores na presença de um sinal e a diferença nas potências instantâneas de transistores VT1 e VT4 (VT2 e VT5), obtendo assim, a mínima diferença instantânea de temperatura entre seus cristais. Isso é feito para que as flutuações térmicas na tensão dos transistores IBE do primeiro e segundo estágios sejam subtraídas e a tensão do sinal na saída do repetidor e, portanto, na saída do amplificador, seja minimamente sujeita à distorção térmica, interpretada como “memória de tensão de sinal” (erro aditivo não estacionário). A tensão da saída do amplificador através do divisor R26R16 e R27R17 é fornecida à saída do seguidor "paralelo" - os emissores VT4, VT5, alterando a corrente através deles, ou seja, uma corrente de erro é formada, proporcional ao desvio da tensão de saída do amplificador, dividida pelo ganho UMZCH, da entrada. A corrente de erro antifase através do seguidor de corrente VT3 (VT6) é fornecida ao amplificador de corrente VT13 (VT14). Sua saída é carregada nos resistores R39, R40 e na impedância de entrada do seguidor de saída VT15, VT16, no qual a tensão é liberada (ou seja, este é um estágio de conversão de impedância) e alimenta a carga (AC) através do seguidor de saída. O resistor R41 determina a corrente quiescente do amplificador de corrente de erro (VT13, VT14) e é escolhido de forma a excluir o fechamento do braço passivo deste estágio devido à corrente que flui através de R39, R40. Este último desloca o primeiro polo em frequência no loop NF geral. A correção de frequência no loop OOS é realizada por capacitores SYU, C11, conectados entre o estágio de conversão de impedância e a saída do seguidor "paralelo". Sua inclusão melhora a resposta transiente do amplificador quando ele é carregado em uma carga de baixa impedância, ou seja, em alto-falantes [2]. A correção do avanço de fase é realizada pelos circuitos R28C7 e R29C8. O resistor trimmer R15 serve para eliminar o offset na saída UMZCH DC. A corrente do emissor do estágio de saída flui através dos sensores de corrente - diodos VD11-VD14. A tensão dos diodos, contendo informações sobre o valor instantâneo da corrente de passagem do estágio de saída, é alimentada através do divisor R42R36R37R43 para o amplificador diferencial VT11, VT12 e é convertida em corrente. Dos coletores VT11, VT12, a corrente através do espelho de corrente VT7, VT9 (VT8, VT10) é alimentada na entrada do amplificador de corrente de erro, reduzindo sua corrente de entrada. Uma vez que a mudança nesta corrente está em fase em ambos os braços (ao contrário da corrente de erro do seguidor "paralelo"), isso leva a uma mudança na corrente de passagem do amplificador de erro e, portanto, no estágio de saída, mas não muda a tensão de saída. Assim, a corrente quiescente do estágio de saída é estabilizada. O circuito R38C13 evita a excitação paramétrica da unidade de estabilização e também, juntamente com R42, R43, realiza a correção de frequência no loop OOS. A conexão da unidade de estabilização é um pouco diferente do diagrama da Fig. 2, mas isso não é importante e em amplificadores de várias estruturas pode ser implementado de diferentes maneiras. Neste caso, entretanto, deve-se levar em consideração que as flutuações dinâmicas de temperatura dos transistores de realimentação de estabilização (VT3, VT4 na Fig. 2 e VT11, VT12 na Fig. 3) também afetam a estabilidade térmica do ponto de operação do estágio de saída, mas desloque-o na direção oposta em relação aos diodos - sensores de corrente. Os diodos VD7-VD10 são protetores, eles impedem a abertura da OOS estabilização da corrente quiescente durante transitórios (por exemplo, quando a energia é ligada ou forte ruído de impulso), enquanto se transforma em um POS com um aumento descontrolado na corrente de passagem em o estágio de saída. DiodeYu9 (VD10) também cria uma queda de tensão adicional no transistor de espelho atual VT7 (VT8), trazendo-o para uma seção mais linear da característica. Construção e detalhes O amplificador é montado pelo autor em uma placa de ensaio universal. Transistores poderosos do estágio de saída são instalados em um dissipador de calor comum com resistência térmica não superior a 2 K / W através de almofadas isolantes condutoras de calor. Diodos poderosos, juntamente com os transistores VT11, VT12, são colocados em um dissipador de calor separado conectado a um fio comum, com resistência térmica não superior a 15 K / W. É melhor instalar transistores no lado reverso do dissipador de calor da placa, oposto aos diodos com a tensão direta mais alta (se forem de tipos diferentes, como na Fig. 3), ou seja, neste caso, VT11 é oposto a VD12 e VT12 é oposto a VD13. Os transistores VT13, VT14 são instalados em pequenos dissipadores de calor com resistência térmica de 20...30 K/W. Eles também podem ser colocados em um dissipador de calor com diodos de estágio de saída, mas isso piorará a estabilidade térmica estática da corrente quiescente. Nesta modalidade, a resistência térmica do dissipador de calor total não deve ser superior a 10 K/W. Resistores fixos - metal-filme, ajuste - multi-voltas. Resistores R8-R11, R16-R18, R23, R26, R27, R32, R35 - com tolerância de ±1%; eles podem ser selecionados entre os comuns com tolerância de ± 5% ou precisão mais próxima das classificações indicadas da série E96. Os resistores fixos restantes têm uma tolerância de ±5%. Capacitores de óxido C14, C15 - baixa impedância (baixo ESR) usados na comutação de fontes de alimentação; não polar com a tensão nominal especificada - filme. Os capacitores C2, C10, C11 são preferencialmente usados com um dielétrico de poliestireno ou polipropileno, os demais são cerâmicos para uma tensão de 25 ou 50 V com um dielétrico X7R (ou NPO, grupos COG para C6 C8). Os diodos Zener VD5, VD6 são de precisão, eles têm uma tolerância de ± 1%, você também pode usar outros com tolerância de ± 2% (por exemplo, BZX55B) ou selecionar a partir de uma faixa de ± 5% (BZX55C). Diodos VD7-VD10 - ultrarrápido (ultrarápido) para uma corrente média de 1 A, com uma tensão direta de 0,6 ... 0,7 V a uma corrente de 0,1 A. Os diodos do estágio de saída podem ser quaisquer diodos Schottky poderosos ou ultrarrápidos para uma média corrente não inferior a 10 A. Qualquer combinação de tipos e número de diodos no braço é aceitável; é importante apenas que a queda de tensão total para uma determinada corrente quiescente que flui através deles esteja dentro de 0,7 ... 0,9 V. Por exemplo, o diodo VD12 (VD13) pode ser substituído por dois MBR1045 ou MBR1035 conectados em série. É preferível usar diodos para correntes de até 20 A ou mais, por possuírem um volume de cristal maior e, portanto, capazes de proporcionar melhor estabilidade térmica dinâmica. Os transistores BC550C, BC560C no repetidor "paralelo" podem ser substituídos por BC550B, BC560B ou BC549, BC559 com índices de letra C ou B, e em outras posições também por BC547, BC557 ou BC546, BC556 com índices de letra C ou B. Transistores VT11 , VT12 - baixa potência de alta frequência com baixa capacitância de junção, corrente de coletor direta permissível de pelo menos 0,1 A e tensão coletor-emissor de pelo menos 60 V. 2SA1540, 2SC3955 ou BC546, BC556 com qualquer índice de letras também são adequados, neste último caso, a margem de estabilidade da unidade de estabilização diminuirá um pouco. Transistores VT13, VT14 - potência média de alta frequência, com uma corrente de coletor direta permitida de pelo menos 1 A e uma tensão coletor-emissor de pelo menos 60 V; é preferível usar instâncias com um grande valor de h2ia - Transistores de saída podem ser 2SA1302, 2SC3281, preferencialmente grupo O (com um grande valor do parâmetro h213). É desejável selecionar pares complementares de transistores de todos os estágios de acordo com o valor próximo de h213. Os transistores do seguidor "paralelo" são melhor usados do mesmo lote, o mesmo se aplica aos transistores de espelho de corrente. Ao selecionar os radioelementos, pode-se guiar pelas recomendações estabelecidas em [3] (No. 1, pp. 18-20). A nutrição UMZCH pode não ser estabilizada. A instalação de um fio comum e fonte de alimentação é realizada de acordo com regras bem conhecidas. Observamos apenas que os elementos C1-C5, R2, VD3-VD6 e a tela do cabo que conecta a entrada do amplificador ao controle de volume são atribuídos à entrada local "terra".
Configurando e medindo parâmetros Antes de ligar pela primeira vez, os fusíveis nos circuitos de potência são substituídos por resistores com resistência de 22...33 Ohms e potência de 5 W, e os controles deslizantes do resistor trimmer são colocados na posição intermediária (para resistor R37 - para a posição de resistência máxima). A carga está desconectada, a entrada está fechada. Ao aumentar lentamente a tensão de alimentação, o consumo de corrente em ambos os circuitos de potência é controlado; não deve ultrapassar 0,15 A. Levando a tensão nos capacitores C14, C15 para +/-18 V, verifique as tensões indicadas no diagrama: nos diodos VD3, VD4 deve ser 1,5... 1,7 V; em diodos zener VD5, VD6 - 7,4...7,6 V cada. A tensão de saída deve estar dentro de ±0,3 V e as correntes consumidas das fontes de alimentação devem ser as mesmas. Tendo aumentado a tensão de alimentação para +/-25 V (em C14, C15), verifique novamente as tensões indicadas e o consumo de corrente. Ao controlar a tensão de saída com um osciloscópio, eles estão convencidos de que o amplificador não é autoexcitado. Em seguida, defina a tensão constante mínima no resistor de ajuste de saída R15. Em seguida, defina a corrente quiescente do estágio de saída com um resistor de sintonia R37, se necessário, selecione R36. Ao controlar a tensão de saída com um milivoltímetro, a entrada é aberta e o resistor de corte R6 define a mesma tensão na saída como antes da abertura. Então, fechando a entrada novamente, minimize a tensão de polarização na saída com o resistor R15 com a maior precisão possível. Depois de aberta a entrada, verificam novamente a tensão na saída e, se necessário, zeram com o resistor R6. Usando sinais de teste - uma senóide e um meandro com frequência de 1 kHz - a ausência de autoexcitação é verificada em várias amplitudes, até o limite. São possíveis três tipos de autoexcitação (por exemplo, devido ao uso de outros tipos de transistores). A primeira, via de regra, está associada a uma mudança de fase excessiva na malha de realimentação geral, que é eliminada pelo aumento da capacitância dos capacitores C10 e C11; neste caso, é necessário levar em consideração a correspondente diminuição da frequência do primeiro pólo do loop OOS e a taxa máxima de aumento de tensão na saída. A segunda é devido à mudança de fase no circuito OOS da unidade de estabilização de corrente quiescente; é reduzido diminuindo a resistência do resistor R38. O terceiro tipo é a excitação paramétrica na unidade de estabilização de corrente quiescente, que é claramente visível na saída na ausência de sinal (neste caso, uma corrente de até vários amperes flui através do estágio de saída se não houver limitação de corrente resistores nos circuitos de potência). Isto é eliminado aumentando a resistência R38. Como você pode ver, os requisitos para este resistor são contraditórios, portanto (se necessário) para determinar a resistência ideal, é necessário encontrar seus limites superior e inferior, nos quais a autoexcitação ainda não ocorre, e calcular o valor ideal como a média aritmética. Você pode usar um resistor de corte para este procedimento se soldá-lo diretamente na placa, sem fios, para que conexões parasitas e indutâncias não distorçam o resultado. A proporção entre os limites superior e inferior encontrados deve ser superior a 3 para garantir uma margem de estabilidade suficiente. Caso contrário, você precisará substituir os transistores VT11, VT12 por outros tipos. Outra forma é aumentar a capacitância do capacitor C13, mas isso é indesejável porque reduz a velocidade da unidade de estabilização de corrente quiescente. Agora você pode instalar os fusíveis e conectar a carga equivalente - um resistor de 4 Ohm e 50 W. Novamente, verifique a ausência de autoexcitação nos sinais de teste. Por último, se for possível utilizar um analisador de espectro, o resistor de corte R30 minimiza o nível do segundo harmônico quando um sinal de teste com frequência de 1 kHz e potência de carga de 40 W é aplicado à entrada. Se ao mesmo tempo aparecer um deslocamento de tensão na saída (na ausência de sinal), será necessário minimizá-lo novamente usando R15. Como último recurso, você pode pular o ajuste harmônico eliminando os resistores R30, R31 e instalando R26 do mesmo valor que R27 Após o ajuste, o amplificador possui os seguintes parâmetros. Com uma tensão de entrada de 1 V, a potência de saída em uma carga com impedância de 4 Ohms (com mudança de fase de até 60 graus) é de 50 W. A taxa de aumento da tensão de saída é de pelo menos 100 V/µs. O nível de distorção harmônica na banda de frequência 10 Hz...22 kHz com uma potência de saída de 40 W a uma carga de 4 Ohms não é superior a 0,02%, com uma potência de saída de 20 W a uma carga de 8 Ohms - não mais que 0,016%. O nível de distorção de intermodulação (frequências 19 e 20 kHz em uma proporção de amplitude de 1:1) com uma potência de saída de pico de 40 W a uma carga de 4 Ohms - 0,01%, com uma potência de saída de pico de 20 W a uma carga de 8 Ohm - 0,008%. O nível de ruído, ponderado pela característica IEC-A, com uma resistência da fonte de sinal de 0,13 e 26 kOhm é ligeiramente diferente - -101, -89, -85 dB, respectivamente. Supressão da ondulação da tensão de alimentação (mais de +/-17 V) a uma frequência de 100 Hz - pelo menos 70 dB. O primeiro pólo do circuito OOS comum com resistência de carga de 4 ohms está na frequência de 20 kHz. A margem de estabilidade do módulo OOS geral com uma resistência de carga de pelo menos 2 ohms é superior a 12 dB. As Figuras 4 e 5 mostram a distorção harmônica total (THD) e a distorção harmônica par (EVEN) e ímpar (ODD) versus potência de saída em 1 kHz com impedância de carga de 4 e 8 ohms, respectivamente, na fig. 6 e 7 - iguais, em frequência com potência de saída de 40 W com carga de 4 ohms e 20 W com carga de 8 ohms.
As medições de não linearidade foram realizadas com uma resistência de fonte de sinal de 13 kΩ, portanto os resultados da medição também levam em consideração a não linearidade de entrada (na verdade, é muito menor que o total). A resistência da fonte de sinal de 13 e 26 kOhm corresponde à posição intermediária do controle deslizante de volume com resistência nominal de 50 e 100 kOhm, respectivamente. Quando a tensão de alimentação é ligada e desligada, o processo transitório no UMZCH é insignificante, portanto os alto-falantes podem ser conectados sem uma unidade de atraso de ligação. No projeto do autor com fonte de alimentação não estabilizada, a amplitude desse processo quando ligado não excede ±40 mV por uma duração de cerca de 20 ms, e quando desligado - não mais que ±60 mV por uma duração de até vários segundos. A supressão da ondulação da tensão de alimentação pode ser aumentada substituindo os estabilizadores paramétricos por integrados de baixo ruído [3] no LM317, LM337 e ajustando a tensão de estabilização para 7,5 ± 0,1 V. A corrente quiescente do estágio de saída é escolhida um tanto superestimada para obter uma baixa não linearidade estável e ausência de distorções de comutação, bem como para reduzir as chamadas distorções de formato (FI). A essência do FI reside na não linearidade não monotônica da característica de transferência, ou seja, em diferentes seções da característica ela é descrita por funções diferentes ou a função possui parâmetros diferentes. Como resultado, o sinal, deslocado ao longo da característica de transferência pelas oscilações do componente de baixa frequência, altera seu espectro de harmônicos e intermodulação; quando a amplitude do sinal muda, o envelope harmônico não corresponde ao envelope do sinal, que pode ser distinguido pela audição como mudanças na estrutura fina do som. Medições comparativas da estabilidade térmica dinâmica da corrente quiescente do estágio de saída, realizadas no UMZCH descrito e no amplificador com cascata conforme circuito da Fig. 1, ceteris paribus (modos e componentes) mostrou sua melhoria de três a quatro vezes. Um melhor resultado, conforme observado acima, pode ser obtido usando diodos de corrente mais alta. A estabilidade térmica dinâmica foi determinada comparando o valor instantâneo da corrente quiescente antes e depois de um efeito de pulso curto (até 1 s) no estágio de saída pela corrente de carga. Sobre a redução do limite de largura de banda O amplificador de potência pode ser utilizado sem capacitor de isolamento na entrada, obtendo-se assim um limite de largura de banda a partir de zero hertz (outra ideia de E. Alyoshin em relação a todo o caminho de áudio). Neste caso, para melhorar a estabilidade do zero na saída, é aconselhável utilizar servocontrole - realimentação DC. Um possível diagrama de tal dispositivo em um amplificador é mostrado na Fig. 8; esta é uma variante da implementação de uma realimentação não linear em corrente contínua [11, 12] com uma seção linear próxima ao zero da característica de transferência. O primeiro estágio no amplificador operacional DA1.1 amplifica a tensão da saída do UMZCH e a limita simetricamente, e para pequenas amplitudes de sinal o estágio é quase linear. O segundo - no amplificador operacional DA1.2 - é um integrador, de cuja saída a corrente através dos resistores R5, R6 é alimentada aos pontos de soma das correntes do OOS geral do amplificador de potência. Os transistores VT1, VT2 formam uma tensão de alimentação estabilizada para o amplificador operacional (+/- 6,8 V). Se estabilizadores integrados forem instalados no UMZCH (veja acima), esses transistores podem ser eliminados fornecendo energia ao amplificador operacional a partir dos estabilizadores por meio de resistores (10 Ohm, 0,125 W).
Os amplificadores operacionais podem ser qualquer coisa com transistores de efeito de campo na entrada, uma tensão de alimentação de +/- 6,5 V, fornecendo uma corrente de saída de pelo menos 3 mA para DA1.1 e 30 mA para DA1.2. Transistores - qualquer potência média, com h21E maior que 60. Se estiverem em um pacote TO-220, não será necessário um dissipador de calor, mas se forem menores, cada um precisará de um dissipador de calor capaz de dissipar efetivamente 0,6 W. Diodos Schottky - quaisquer diodos de baixa potência com tensão direta mínima (menos de 0,4 V a 2 mA), tendo uma capacitância de junção inferior a 100 pF a uma tensão reversa de 1 V. O capacitor C1 é um filme (tereftalato de polietileno), o os demais são cerâmicos com dielétrico X7R e tensão nominal de 25 B (ou 50). O resistor trimmer pode ser qualquer um de tamanho pequeno, mas é mais confiável usar um resistor multivoltas. Configurar um nó OOS não linear através de um FET conectado a um UMZCH estabelecido se resume a definir zero na saída do amplificador quando um sinal de tom é aplicado à sua entrada - uma senóide com frequência de 1 kHz - com amplitude vários volts menor que a tensão limite de saída. Mais precisamente, você precisa definir a mesma tensão que na ausência de sinal (alguns milivolts). A carga (equivalente) deve estar conectada. A tensão de saída é medida com um milivoltímetro DC conectado à saída através de um filtro passa-baixa (R = 10 kOhm, C = 1 μF). O sinal de teste não deve conter mais de 1% de harmônicos pares. O processo de sintonia pode ser acelerado reduzindo temporariamente a capacitância do capacitor C1 para 0,1 uF. De acordo com a informação disponível, nomeadamente em [13], tal unidade pode melhorar a qualidade sonora de gravações efectuadas em equipamentos com limite inferior de largura de banda significativamente superior a 0,02 Hz. Aparentemente, isso acontece devido ao "corte" de mudanças de sinal parasitas relativamente lentas na gravação que ocorrem em circuitos diferenciadores (por exemplo, um capacitor interestágio) quando um sinal de pulso passa por eles, que é informação sonora (musical) no eletrônico caminho [12] - veja abaixo. Para fazer isso, a constante de integração na cascata do DA1.2 deve ser pequena o suficiente, mas não tão pequena a ponto de reduzir visivelmente o conteúdo de baixa frequência no som reproduzido em volume baixo. Para o circuito da Fig. 8 isso corresponde a uma capacitância C1 da ordem de 0,1 µF. Os repetidores deste nó devem experimentar alterar a constante de integração em diferentes níveis de volume. A ideia de “0 Hz”, ou mais precisamente “quase 0 Hz”, como limite de frequência da banda do caminho sonoro do microfone aos alto-falantes, implica a rejeição dos circuitos comumente usados que diferenciam baixa frequência e infra -sinais de baixa frequência - capacitores e integradores entre estágios no circuito OOS, que, por considerações práticas, possuem valores relativamente pequenos da constante de tempo. Como resultado da utilização de tais filtros, são introduzidas distorções lineares em um sinal não estacionário (som, música), que têm um impacto negativo na percepção subjetiva do som reproduzido. Na Fig. A Figura 9 mostra como um sinal não estacionário simétrico muda ao passar por seis circuitos diferenciadores de primeira ordem (linha grossa) tendo uma frequência de corte uma ordem de grandeza inferior à frequência do primeiro período de oscilação do sinal. A parte exponencial do processo de transição é mostrada com uma linha tracejada. A distorção ocorre devido à mudança de fase avançada criada pelo filtro na região de baixa frequência, o que leva à “mancha” do ataque sonoro [14]. Ou seja, o envelope de vibrações sonoras fica distorcido, ao qual a sensibilidade da audição aumenta com a diminuição da frequência, pois ao analisar o sinal do sistema auditivo na região de baixas frequências prevalecem os fatores temporais. A mudança de fase entre os componentes harmônicos do som também pode alterar a sensação do timbre [15]. Neste caso, a amplitude do sinal aumenta, o que aumenta a sua faixa dinâmica em vários decibéis e, consequentemente, reduz a faixa dinâmica do caminho no mesmo valor, que é maior quanto maior for a frequência de corte do filtro passa-alta em relação ao sinal frequência. No limite, o aumento da amplitude é de +6 dB num sinal de onda quadrada (na realidade é sempre menor) Outra consequência da mudança de fase avançada afeta indiretamente a qualidade da reprodução do som. Está no fato de que a mudança de fase e a mudança na amplitude dos componentes de baixa frequência e baixa frequência levam a flutuações na linha central do sinal em relação a zero. A linha pontilhada na Fig. A Figura 9 mostra o “deslizamento” da linha central, que não estava no sinal original.
Para entender a ligação entre esse “deslizamento” e a deterioração do som, é necessário levar em conta que a característica de transferência dos estágios de amplificação, especialmente de um amplificador de potência, não é apenas não linear, mas, via de regra, possui uma não linearidade não monotônica. (ou seja, ocorre FI). Isso significa que o sinal, sendo movido “deslizando” ao longo da característica de transferência, possui um espectro variável de harmônicos e intermodulação, ou seja, a não linearidade em relação ao sinal torna-se não estacionária. Esta última circunstância, segundo observações do autor da ideia E. Aleshin, piora significativamente a qualidade do som, impedindo a adaptação da audição à não linearidade do caminho Outra consequência negativa do “deslizamento” do sinal ocorre durante a conversão eletroacústica. Quando esse sinal “deslizante” é reproduzido por uma cabeça emissora de som, ocorre uma mudança no espectro sonoro devido ao efeito Doppler. Ao reproduzir um sinal sonoro real, isso provoca modulação de frequência adicional (detonação) do som, o que, como se sabe, também piora a qualidade subjetiva da reprodução do som. Literatura:1. Sukhov N. UMZCH de alta fidelidade. - Rádio, 1989, nº 6, p. 55-57; Nº 7, pág. 57-61.
Publicação: radioradar.net
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