Microcircuitos da série K174. Data de referência

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DECODIFICADOR ESTÉREO DE PADRÃO DUPLO KR174XA51

JSC "Angstrem" (Moscou) desenvolveu e dominou em produção o chip KR174XA51 - um decodificador estéreo projetado para decodificar um sinal estéreo de acordo com o padrão doméstico com modulação polar (OIRT) e de acordo com o estrangeiro - com tom piloto ( CCIR) em rádios domésticos. O microcircuito utiliza novas soluções técnicas, registradas no Código Civil de Invenções.

O microcircuito é enquadrado em um pacote 2104.18-B (Fig. 1). Peso - não mais que 3 G. Tecnologia de implementação - BiCMOS epitaxial planar de 2 µm com isolamento de óxido combinado e junção pn.

Microcircuitos da série K174

O decodificador estéreo KR174XA51 implementa decodificação de divisão de tempo de sobreamostragem XNUMXx para suprimir efetivamente harmônicos, fornece supressão de tom piloto adicional, supressão de mudança de nível constante entre canais ao decodificar um sinal estéreo modulado polar para reduzir a interferência ao alternar "Estéreo" - "Mono" e expansão de a faixa dinâmica, bem como a possibilidade de reconhecimento automático do sistema de decodificação e sua configuração forçada, indicação do sistema selecionado. Se necessário, o decodificador estéreo pode ser mudado para um modo "Mono" permanente.

Ao usar elementos de ajuste de frequência com tolerâncias rígidas, o microcircuito não requer ajuste da frequência de oscilações livres do VCO.

O decodificador estéreo possui uma saída de controle de frequência VCO (62,5/76 kHz), contém um amplificador de corrente para conectar o indicador LED do modo "Estéreo". (Aqui e abaixo, por meio de uma barra, os valores de frequência são indicados para dois sistemas de decodificação - com modulação polar e tom piloto, respectivamente). Para a operação de um decodificador estéreo, é necessário um mínimo de conexões externas.

Pinagem do microcircuito: pin. 1 - entrada do sinal de feedback; terminal para conectar capacitores integradores do filtro PLL; alfinete. 2 - entrada do sinal de feedback; terminal para conectar um resistor e um capacitor integrador do filtro PLL; alfinete. 3 - saída do detector de fase; terminal para conectar um resistor e um capacitor integrador do filtro PLL; alfinete. 4 - geral; saída de energia negativa; alfinete. 5 - saída para conectar o capacitor de ajuste de frequência do VCO; alfinete. 6 - saída para conectar um resistor de ajuste de frequência e um capacitor de bloqueio VCO; entrada de controle VCO; alfinete. 7 - saída de sinal para indicação do modo "Estéreo"; Saída de sinal de controle de frequência VCO; alfinete. 8 - entrada do sinal de controle da chave de seleção do sistema de decodificação; alfinete. 9 - sinal de saída AF canal B; alfinete. 10 - sinal de saída AF canal A; alfinete. 11 - saída do pré-amplificador do sinal AF do canal B; alfinete. 12 - entrada inversora do amplificador de filtro passa-baixo para correção de pré-distorção no modo de modulação polar; alfinete. 13 - entrada não inversora do amplificador de filtro passa-baixo para correção de pré-distorção no modo de modulação polar; alfinete. 14 - saída do pré-amplificador do sinal AF do canal A; alfinete. 15 - saída de potência positiva; alfinete. 16 - entrada de um sinal estéreo complexo; alfinete. 17 - saída de bloqueio, definindo o ganho do amplificador de escala do sinal estéreo complexo; entrada inversora do amplificador de escala; alfinete. 18 - saída do detector de amplitude de tom piloto/subportadora; Entrada do acionador Schmitt do canal de seleção do modo "Estéreo" - "Mono".

O diagrama funcional do decodificador estéreo é mostrado na fig. 2, e um circuito típico para sua inclusão está na fig. 3.

Microcircuitos da série K174

O sinal estéreo complexo é alimentado na entrada do amplificador de escala DA1, que serve para trazer a tensão de entrada para o nível nominal do decodificador 200...250 mV. Além disso, o sinal passa para a entrada do detector de fase e a entrada do decodificador de sinal estéreo. A segunda entrada do detector de fase recebe um sinal exemplar do modelador dos pulsos de controle. O sinal exemplar tem uma frequência de subportadora ou uma frequência de tom piloto.

A saída de um detector de fase é proporcional ao deslocamento de fase entre os sinais de entrada e de referência do detector de fase; ele também contém outros componentes combinacionais em um amplo espectro de frequência. Para isolar o componente útil, um filtro PLL de integração proporcional é usado, feito em um amplificador operacional DA2 com capacitores de integração externos (C5, C6 na Fig. 3) no circuito OS. Além disso, o filtro forma a resposta fase-frequência do loop PLL, garantindo sua estabilidade e os parâmetros necessários da largura de banda de captura.

A tensão de erro de fase integrada retirada do filtro PLL usando um amplificador diferencial DA3 com uma saída de corrente é aplicada à entrada de controle do VCO. Os pulsos de saída do VCO com frequência nominal de 500/608 kHz são alimentados ao modelador de pulso de controle, que, após recálculo e decodificação, gera os sinais de controle do decodificador e o sinal exemplar para o detector de fase, fechando assim o loop PLL.

O decodificador de sinal estéreo é feito em quatro blocos de busca/retenção - dois por canal. O modelador de pulso de controle fornece um deslocamento de fase dos pulsos de amostra, sincronizando-os com os máximos e mínimos da tensão da subportadora, para detectar os envelopes dos canais A e B, respectivamente. O decodificador também contém multiplexadores-interpoladores analógicos dos canais A e B, que realizam a reamostragem do sinal. Além disso, eles fornecem uma transição para o modo "Mono", aplicando um sinal da entrada do decodificador às suas saídas, contornando os blocos de decodificação.

O sinal decodificado assume a forma de passos de 31,25/38 kHz. A sobreamostragem consiste em adicionar pontos intermediários entre amostras de sinais adjacentes de modo que a amplitude dos passos seja reduzida à metade e sua frequência dobrada (até 62,5/76 kHz). Assim, após filtragem pelos filtros RC de saída R6C12 e R7C13, conseguiu-se uma redução de quatro vezes no nível de ruído harmônico no sinal de saída.

Das saídas do decodificador, os sinais A e B são alimentados nas entradas dos seguidores de tensão do buffer DA4, DA6 (Fig. 2) e depois através dos amplificadores adicionadores DA7, DA8 na saída do microcircuito. Os filtros R6C12 e R7C13 são usados para compensar a pré-distorção do sinal de alta frequência com uma constante de tempo tf=R6C12=R7C13=50 µs. Para obter tf=75 µs, é necessário corrigir os valores dos capacitores ou, se necessário, introduzir elementos de comutação eletrônica da constante de tempo.

Ao decodificar um sinal estéreo modulado polar, a pré-distorção de baixa frequência do canal de diferença (A-B) é corrigida por um filtro passa-baixo com entrada e saída diferencial, consistindo em um circuito RC externo R3C10R4 e um amplificador interno DA5 com um saída atual. O amplificador DA5 liga automaticamente em modulação polar e "Estéreo". Constante de tempo tnch =(R3+R4)C10=1,0186 ms. Ganho do amplificador U1-3/U10-9=4, onde U1-3 e U10-9 são a tensão no par correspondente de pinos do microcircuito.

O detector de amplitude síncrona converte o tom piloto/subportadora em tensão DC e os integra em um capacitor externo C2 (Fig. 3), filtrando os componentes de áudio. A tensão DC integrada é usada para cancelar tom piloto/subportadora quase zero na cadeia de sinal usando realimentação negativa. O sinal de saída do detector de amplitude também vai para a entrada do gatilho Schmitt, que, com um nível de sinal suficiente, muda todo o decodificador estéreo KR174XA51 do modo "Mono" para o modo "Estéreo".

A chave do sistema de decodificação é baseada em um gerador de infra-baixa frequência com um gatilho RS. Na ausência de reconhecimento de sinal estéreo, o decodificador estéreo muda periodicamente de trabalhar em modulação polar (PM) para trabalhar com um tom piloto (PT) e vice-versa. Depois de capturar a frequência do tom piloto/subportadora e gerar o sinal "Estéreo" com o gatilho Schmitt, o gerador de infra-baixa frequência para e o gatilho RS mantém o decodificador estéreo no padrão de decodificação reconhecido. Assim, ocorre uma “sintonização automática” ao sinal recebido.

O amplificador de corrente do indicador oferece a possibilidade de conexão direta com o decodificador estéreo do LED que indica a operação no modo "Estéreo". A saída do amplificador - pino 7 - é usada para controlar a frequência de vibrações livres do VCO. Durante a sintonia do VCO, o LED é desligado.

Características principais em Tacr.av=25+5°С e frequência de modulação 1 kHz

Tensão de alimentação, V	2,7 7 ...
Consumo de corrente, mA, a uma tensão de alimentação de 7 V - valor típico - valor máximo	5,5 7
Tensão do sinal de saída AF, mV, a uma tensão de alimentação de 6 V, operação no modo "Estéreo" (A + B) com uma tensão de sinal complexo de entrada de 40 mV, no ganho máximo do amplificador de escala de entrada - valor típico	150...250
Ganho máximo do amplificador escalonador de entrada, dB, com tensão de alimentação de 6 V e operação no modo "Estéreo" (A + B) com tensão do sinal de entrada de 40 mV - valor típico	12...16
Ganho mínimo do amplificador escalonador de entrada, dB, com tensão de alimentação de 6 V e operação no modo "Estéreo" (A + B) com tensão do sinal de entrada de 200 mV - valor típico	-1...+1 0
Diferença entre os coeficientes de transmissão dos canais A e B, dB, não mais, em uma tensão de alimentação de 6 V e operação no modo "Estéreo" (A + B) - valor típico	0,5 0
Atenuação de diafonia entre os canais A e B, dB, não inferior, a uma tensão de alimentação de 6 V e operação sem filtro RC de entrada no modo "Estéreo" (A + B), A, B - valor típico	34 43
Fator de distorção não linear, %, não mais, com uma tensão de alimentação de 6 V e operação no modo "Estéreo" (A + B) com uma tensão de sinal de entrada de 50 mV e um ganho máximo do amplificador de escala - valor típico	0,3 0,15
Relação sinal-ruído, dB, não menos, em uma tensão de alimentação de 6 V e operação no modo "Estéreo" (A + B), 0 - valor típico	54 67
Valor típico do intervalo de frequência para captura de um sinal estéreo com modulação polar, kHz, em uma tensão de alimentação de 7 V 2,7 V	29,8...34,1 29,1...32,2
Valor típico do intervalo de frequência para capturar um sinal estéreo com um tom piloto, kHz, em uma tensão de alimentação de 7 V 2,7 V	17,9...21,2 17,8...19,7
Impedância de entrada de entrada de sinal complexo, kOhm, valor típico	150

Valores limite

Tensão de alimentação, V	2,7 7 ...
Tensão de sinal complexo de entrada, mVeff, com fator de modulação de 100% e operação no modo "Estéreo" (A + B), tensão de alimentação dentro de 3,6 ... 7 V e ganho do amplificador de escala de entrada - unidade - 14 dB	120...250 24...50
Tensão do sinal complexo de entrada, mVeff, com fator de modulação de 100% e operação no modo "Estéreo" (A + B), tensão de alimentação dentro de 2,7 ... 4,5 e o ganho do amplificador de escala de entrada - zero - 14 dB	120...180 24...36
Corrente máxima de saída, mA, saídas dos canais A e B (pino 10 e 9)	0,2
Faixa de temperatura, °С	-25 ... + 70

O modo "Estéreo" (A + B) é caracterizado pela presença de ambos os componentes AF no sinal estéreo complexo - tanto no canal A quanto no canal B. O registro "Estéreo" (A + B), A, B significa que , de acordo com as condições de medição, eles são primeiro alimentados ao decodificador estéreo, o sinal estéreo completo e, em seguida, zeram alternadamente o componente B e depois A, respectivamente. No modo "Estéreo" (A+B), 0 primeiro é aplicado um sinal estéreo total, após o qual ambos os componentes são redefinidos para zero; enquanto a subportadora permanece.

Tais condições de teste para decodificadores estéreo são ditadas pelos recursos do loop PLL e são necessárias para garantir a captura confiável do sinal estéreo.

Deve-se notar que eletricamente o microcircuito é capaz de suportar sem consequências negativas a tensão de alimentação de até 8 V, a tensão do sinal estéreo complexo de até 0,5 V e a corrente de saída do AF através dos canais A e B de até 5 mA , mas o desempenho do decodificador estéreo neste modo não é garantido.

Para minimizar o ruído, especialmente ao receber estações fracas, recomenda-se ligar um filtro passa-baixo com uma frequência de corte de 70 ... 80 kHz na entrada do decodificador estéreo (pelo menos o R1C1 passivo mais simples mostrado em um típico circuito de comutação). Os mais eficazes são os filtros passa-baixa ativos de 2ª a 4ª ordem. A supressão de ruído e sinais fora de banda espúrios impede sua conversão durante a decodificação na região do espectro de áudio e, assim, aproxima os parâmetros de ruído máximo alcançáveis.

Como a banda de frequência do CSS é muito mais larga que a largura de banda do AF (além disso, um filtro limitado de baixa frequência com uma constante de tempo tf = 50 μs, que corresponde a 3,2 kHz), o CSS que o acompanha e o ruído decodificado junto com o sinal estéreo é 10...18 dB mais alto do que na recepção monofônica. Portanto, ao receber sinais abaixo do nível em que a relação sinal-ruído mono original cai para 48 ... 40 dB, é necessário forçar o decodificador estéreo para o modo "Mono" para manter uma qualidade de som aceitável. Para fazer isso, use o sinal do indicador de intensidade de campo (nível de sinal), que está disponível na maioria dos microcircuitos do caminho de recepção de rádio.

Ao usar um filtro de entrada, a separação de canal se deteriora tanto mais quanto maior for a irregularidade da resposta de frequência e o atraso de grupo na banda KSS de 20 Hz a 53 kHz. Portanto, ao trabalhar com o filtro R1C1 mais simples (Fig. 3), a separação real do canal diminui para 24 dB para PM e até 20 dB para FET. Além disso, é necessário minimizar a irregularidade da resposta de frequência não apenas na parte superior (frequência harmônica), mas também nas partes inferiores do espectro de frequência. Os valores dos capacitores de separação de entrada (C4 na Fig. 3) e de bloqueio (C3), que são excessivamente grandes em termos de largura de banda, são necessários para garantir uma alta separação de canais.

O ajuste do nível do sinal de saída para o valor nominal de 200...250 mVeff é realizado conectando um resistor adicional em série com o capacitor C3. Neste caso, o coeficiente de transferência do amplificador de escala DA1 (Fig. 2) varia dentro de 1...5 de acordo com a fórmula: Кп=1+20/(5+Rdop), onde Rdop é a resistência em kiloohms de o resistor adicional.

Os elementos C8, R5 definem a frequência de oscilações livres do PLL VCO. Com uma constante de tempo tf=R5C8=0,94 µs +1%, o ajuste de frequência geralmente não é necessário. Com a pior precisão das classificações desses elementos, recomenda-se fazer o resistor R5 na forma de uma conexão em série de um resistor constante com uma resistência de 4,3 kOhm e uma variável - 1 kOhm. Ao ajustar a frequência do VCO, a frequência do sinal no pino 7 do microcircuito é controlada. O LED é desligado por este tempo e o pino 8 é conectado a um fio comum. A frequência do sinal controlado deve ser igual a 62,5 kHz. O capacitor C9 reduz um pouco o efeito da interferência na estabilidade de frequência e distorção de fase do sinal e pode ser eliminado se necessário.

Ao usar uma fonte de alimentação com tensão diferente de 6 V, é recomendável ajustar o valor do resistor R5 de acordo com o gráfico do desvio da frequência do VCO da tensão de alimentação (Fig. 4).

Microcircuitos da série K174

O valor e o sinal da correção do resistor (em porcentagem) devem ser iguais ao desvio de frequência (em porcentagem) no ponto correspondente no gráfico.

DECODIFICADOR ESTÉREO DE PADRÃO DUPLO KR174XA51

O valor necessário da constante de tempo tph pode ser obtido com outros valores dos elementos R3, C10, R4. Apenas deve ser assumido que a resistência total R3 + R4 deve estar na faixa de 20 ... 50 kOhm. Com um erro de tHF maior que 2%, a separação do canal no modo de modulação polar se deteriora para AF abaixo de 1 kHz, que é subjetivamente imperceptível ao ouvido até certos limites. A desigualdade dos valores de resistência dos resistores R3, R4 praticamente não afeta os parâmetros de saída, que podem ser usados ao selecionar classificações de uma faixa típica ou definir tf para a separação máxima.

O capacitor C11 define o intervalo de tempo durante o qual a presença de um sinal de um ou outro padrão de codificação é verificada uma a uma. O padrão de decodificação é forçado conectando o pino 8 do chip com um fio comum para modulação polar e com um fio de alimentação positiva para tom piloto.

No modo Auto Decode System Detect, os níveis de alta e baixa voltagem neste pino podem ser usados para indicar o sistema de decodificação selecionado para o sinal recebido. Para fazer isso, é necessário fornecer uma alta resistência de entrada do indicador - mais de 1 MΩ.

O capacitor C2 define a constante de tempo de integração do detector de amplitude. Sua diminuição pode levar a uma deterioração na separação de canais em AF em um sistema com modulação polar e definições errôneas de um sinal estéreo, e um aumento pode levar a um aumento no tempo de identificação. O tempo de identificação, por sua vez, deve ser menor que o intervalo de tempo destinado à identificação. O decodificador estéreo pode ser forçado para o modo mono conectando o pino 18 ao terra através de um resistor de 68 kΩ. Na prática, é mais conveniente implementar essa função usando um nó, cujo diagrama é mostrado na Fig. 5. Se a tensão de saída do AF for definida em um nível superior a 250 mVeff, o valor do resistor R2 deve ser reduzido.

Microcircuitos da série K174

O LED HL1 deve ter uma queda de tensão direta mínima. Somente LEDs vermelhos com brilho aceitável em uma corrente de 0,5 mA são adequados aqui. Caso contrário, o LED terá que ser ligado através de um amplificador de buffer de corrente de acordo com o circuito da Fig. 6. O mesmo estágio de buffer pode ser usado para gerar um sinal lógico TTL/CMOS "Estéreo". É retirado do coletor do transistor VT1 (o resistor R2 deve ser substituído por outro, com resistência de 100 kOhm). A presença do sinal "Estéreo" corresponde a um baixo nível lógico na saída do estágio de buffer (no coletor do transistor VT1).

Microcircuitos da série K174

Ao montar um microcircuito em uma placa, deve-se levar em consideração a alta sensibilidade do detector de fase a correntes de fuga e evitar inundar os pinos 1 e 2 do microcircuito com fluxo. Bons resultados neste sentido são obtidos utilizando um anel de proteção feito por um condutor impresso conectado ao pino 3. O anel deve envolver os pinos 1 e 2, bem como os pinos dos elementos R2, C5, C6 (Fig. 3).

Além disso, para minimizar a interferência emitida pelo microcircuito, o capacitor do filtro C7 da fonte de alimentação deve estar localizado o mais próximo possível de seus terminais 4 e 15, e os elementos R5, C8, C9 - dos terminais 4, 5 e 6 .

Na fig. 7 mostra a dependência do nível mínimo do sinal de saída, no qual o decodificador estéreo muda para o modo "Estéreo", da tensão de alimentação para ambos os padrões de decodificação. A característica de corrente-tensão de saída do indicador de modo "Estéreo" (de acordo com o pino 7 do decodificador estéreo) é mostrada na fig. 8. Aqui, na seção Uind \u1,4d 2 ... 62,5 V, a corrente de fuga de saída com frequência de 76 / 2,2 kHz tem uma forma de pulso próxima a um meandro. Com um aumento adicional na tensão do indicador, a amplitude dos pulsos de corrente diminui e em Uind = XNUMX V ou mais, a corrente do indicador se torna constante e com vazamento.

Microcircuitos da série K174

As dependências do coeficiente de distorção não linear e da corrente consumida pelo decodificador estéreo na tensão de alimentação são mostradas na fig. 9 e 10 respectivamente.

Microcircuitos da série K174

Autor: S.Alenin, Moscou

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