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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Gravador de cassetes de quatro canais. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Áudio Em um estúdio portátil moderno, para realizar a gravação de som primária, deve haver um gravador, cujas funções podem ser executadas por um gravador analógico multicanal. Os autores tentaram criar um aparelho simples de quatro canais. Sua característica é a adaptabilidade do caminho de gravação ao espectro do sinal, como resultado, a capacidade de sobrecarga do caminho na região de alta frequência de áudio aumentou significativamente. O processamento de sinal subsequente usando programas de computador para redução de ruído torna possível alcançar uma relação sinal-ruído de 75...80 dB sem companding de fonograma. A alta estabilidade do movimento da fita magnética é fornecida por um estabilizador de velocidade com um oscilador de quartzo. O design dos nós descritos no artigo destina-se à fabricação de um gravador baseado no Mayak MP-249S LPM. Tal dispositivo, junto com um console de mixagem portátil, será bastante adequado para gravar shows "ao vivo" de conjuntos musicais e coros existentes em muitas cidades, e se tornará um complemento útil para o equipamento de estúdios de música amador. Os métodos digitais de reprodução de som entraram firmemente em nossa vida cotidiana. O mesmo não pode ser dito para gravadores digitais - gravadores de fita R-DAT e gravadores de CD. Esses dispositivos ainda são menos acessíveis a uma ampla gama de entusiastas de gravação. Uma grande desvantagem desses dispositivos é a impossibilidade de gravação de alta qualidade de mais de dois canais. A opção de gravação de 32 canais disponível em alguns gravadores DAT usa apenas taxa de amostragem de 12 kHz e quantização não uniforme de 45500 bits, o que não é compatível com o padrão Hi-Fi (DIN 8). Ao mesmo tempo, a maioria dos consoles de mixagem possui uma saída de quatro canais e, ao gravar, por exemplo, música "ao vivo", a gravação multicanal oferece oportunidades adicionais para melhorar significativamente o som estéreo final devido ao processamento de sinal separado nos canais. Existem sistemas de gravação multipista digital, desde o AKAI DR-2430 de oito canais (US$ 24) até o Tascam MX-2424 de 6290 canais (US$ XNUMX), mas obviamente não estão disponíveis para muitos. Ao mesmo tempo, as possibilidades de gravação de som multicanal analógico estão longe de se esgotar. Isso é evidenciado pela produção contínua de gravadores analógicos de estúdio bobina a bobina: A-820 da STUDER (Suíça) e MTR-15 da ATARI (Japão). São gravadores de várias velocidades, complexos e caros, mas também possuem altas características técnicas: uma banda de frequência de 40 ... 28000 Hz com uma relação sinal-ruído de 75 ... 78 dB. Também está disponível o port studio Fostex X-34 (US$ 550), que oferece gravação em quatro canais em um cassete compacto. As principais desvantagens da gravação de som analógico são a relação sinal-ruído insuficiente: 50...56 dB (sem peso, em fita IEC-1), bem como a queda da fita magnética e grandes distorções não lineares durante a gravação em frequências acima de 6...8 kHz. Um aumento na relação sinal-ruído em 10 ... 15 dB é fornecido por vários sistemas de redução de ruído do compander: Dolby A, B, C, dbx, Hicom, Super D, etc. O uso de algoritmos modernos de redução de ruído de computador disponível nos editores de som do Sound Forge agora se tornou uma alternativa ao companding. , Cool Edit, etc. Esses algoritmos usam o FFT e implementam a redução de ruído não em duas ou quatro bandas de frequência, mas em várias centenas - milhares (definidas pelo usuário) com determinação preliminar de limites de redução de ruído em cada uma das bandas de frequência. Tal processamento de um fonograma torna possível melhorar a relação sinal-ruído em 15...20 dB e a relação sinal-ruído regular em 40...50 dB. Tentativas de melhorar a gravação de agudos com polarização analógica foram feitas de várias maneiras. Isso inclui limitar a profundidade da correção de RF ao gravar sinais de alta frequência de alto nível (dispositivos ADRS da Akai e DYNEQ da Tandberg) e o uso de viés dinâmico. De particular interesse é o artigo de O. Zaitsev [1], que propõe uma combinação dos métodos mencionados acima para um gravador bobina a bobina operando a uma velocidade de fita de 9,53 cm/s. O artigo proposto apresenta os principais componentes de um gravador de cassetes de quatro canais - um gravador para gravar música "ao vivo" a uma velocidade de 4,76 cm / s. Um aumento na saída de uma fita magnética, uma diminuição na não linearidade do caminho de gravação em altas frequências é obtido adaptando a profundidade da correção de alta frequência no amplificador de gravação (US) e a corrente de viés de alta frequência. Para economizar espaço, o artigo mostra diagramas esquemáticos de apenas um canal de gravação e reprodução (os demais são idênticos) e placas de circuito impresso para dois canais, associados ao uso do chip K157UD2. Uma versão de quatro canais do gravador UV e US exigirá um conjunto duplo de placas de circuito impresso. O gerador de apagamento e polarização (GSP) garante a operação de quatro canais de gravação. Para reduzir a corrente de polarização (ao usar fitas magnéticas IEC-1), a tensão de alimentação geralmente é reduzida. Isso leva a uma deterioração do apagamento e a uma mudança na frequência do GSP, o que acarreta uma interrupção na operação dos filtros de armadilha para oscilações com frequência de polarização. Desenvolvemos um GSP baseado em um ressonador (relógio) de quartzo com multiplicador de frequência por três (frcn = 98,3 kHz), operando com tensão de alimentação constante. O modulador de polarização de alta frequência é feito com base em um circuito oscilatório paralelo com um fator de qualidade variável. As oscilações do oscilador de quartzo após a divisão de frequência correspondente também são usadas na unidade PLL digital para estabilizar a velocidade de rotação do eixo do motor do LPM, que é usado como um motor DC coletor com um tacogerador (do VCR "Electronics VM -12"). Um diagrama funcional dos principais componentes de um gravador de fita cassete em uma versão de dois canais (estéreo) é mostrado na fig. 1.
A unidade principal universal BG1 é conectada pelo interruptor SA1 a um amplificador de reprodução de dois canais ou a um amplificador de gravação. Os amplificadores de reprodução fornecem comutação eletrônica de constantes de tempo de 120 e 70 μs (para uma fita baseada em Fe2 03 ou Cr02) e bloqueio da saída em todos os modos de operação do CVL, exceto para reprodução. Os modos de operação dos blocos são controlados por níveis lógicos de tensão de 0 e +5 V aplicados nas teclas correspondentes. Para simplificar o diagrama, o dispositivo de controle e a fonte de alimentação não são mostrados nele. Sua estrutura depende do tipo de CVL usado e dos requisitos para um gravador. Um filtro passa-baixo com frequência de corte de 20...22 kHz é instalado na entrada do canal de gravação. Da saída do sinal de ultrassom é alimentado para os detectores de amplitude AD1, AD2 e através do plugue do filtro LfSf, sintonizado na frequência de viés de alta frequência (HFF), para a cabeça de gravação. O modulador de tensão VChP é conectado ao cabeçote universal através do capacitor de sintonia Sp. A tensão de saída de AD1 controla o modulador Mod 1 VChP: com um aumento no nível e na frequência dos componentes de alta frequência no sinal registrado (7 ... 20 kHz), a tensão VChP na saída do modulador diminui. A tensão da saída AD2 é fornecida à unidade de adaptação de profundidade de correção de alta frequência (link LkCkRkVT1), que reduz a profundidade de correção de alta frequência à medida que o nível de gravação e a frequência do sinal aumentam. O GSP é projetado como um gerador com excitação externa e consiste em um multiplicador de frequência por três e um amplificador de potência, cuja carga é a cabeça de apagamento BS1. A entrada do multiplicador recebe flutuações em forma de meandro com frequência de 32,768 kHz de um oscilador de quartzo localizado no PLL digital do motor LPM. A cabeça de apagamento entra no circuito oscilante na saída PA, a partir da qual a tensão de apagamento é fornecida aos moduladores Mod 1 e Mod 2 dos canais de gravação (na versão de quatro canais e aos moduladores dos canais 3, 4). O bloco estabilizador de velocidade para o motor de acionamento, feito com base em um PLL digital, inclui um auto-oscilador de quartzo na frequência de 32768 Hz, dois divisores de frequência (FCH), um detector PFD de fase de frequência, um filtro PIF de integração proporcional , um motor coletor UOC amplificador DC com um tacogerador TG e um amplificador-limitador UO. A estabilização da velocidade do motor é realizada devido ao feedback dos sinais do TG. A tensão senoidal da saída do motor TG no amplificador limitador é convertida em uma sequência de pulsos retangulares, que, após divisão de frequência em DC2, são comparados em frequência e fase no PFD com os pulsos do cristal oscilador que passaram por DC1. O sinal de erro da saída do circuito de integração proporcional é amplificado no UPT e alimentado ao motor elétrico, como resultado, a frequência de rotação do eixo muda até que a frequência e a fase das sequências de pulso nas entradas do PFD coincidam. Essa construção do bloco permite obter alta estabilidade da velocidade média da correia (não pior que ± 0,05%) e garantir o coeficiente mínimo de flutuações na velocidade de rotação do cabrestante, que depende apenas do precisão na fabricação de peças rotativas. O diagrama esquemático do amplificador de reprodução (UV) é mostrado na fig. 2. Aqui é descrito o esquema de um canal HC; outros canais são organizados de forma semelhante. No modo de reprodução, o sinal da cabeça universal BG1.1 através dos contatos do conector X2 e do relé K1 é alimentado à base de um amplificador de baixo ruído feito em um transistor VT4. Comum a ambos os canais são a unidade de controle do relé K1, K2, feita nos transistores VT1 - VT3, um regulador de tensão paramétrico de -2,2 V em VD3, HL1, R12, C4 e estabilizadores de tensão ± 9,5 V da alimentação do amplificador operacional, feitos respectivamente nos elementos VT5, VD5, R24 e VT8, VD4, R28.
Para reduzir o ruído de baixa frequência, foi utilizada uma conexão direta do cabeçote com a base do transistor amplificador de baixo ruído. A estabilização da corrente do emissor VT4 é realizada usando um resistor R10 conectado a um estabilizador - 2,2 V. A correção de alta frequência no SW é obtida devido à ressonância em um circuito oscilatório paralelo formado pela indutância da cabeça BG1.1 e condensador C1. O circuito é sintonizado na frequência limite superior do gravador 18 ... 20 kHz, e o resistor R7 fornece o fator de qualidade desejado. O capacitor C3 reduz o nível de ruído de alta frequência que entra na entrada do estágio. O resistor R13 regula a amplificação da cascata, alterando a profundidade do OOS através dos elementos C6, R11, R13 para definir o nível nominal da tensão de saída do SW. Os elementos C2, R8 filtram adicionalmente a potência no circuito coletor VT4. Do resistor R9, o sinal amplificado através do capacitor C5, o resistor R14 é alimentado na entrada não inversora do amplificador operacional DA1.1. O circuito oscilatório da série C7L1 é sintonizado na frequência de polarização e é um filtro notch. Este circuito é necessário para a operação simultânea do HC e do canal de gravação no modo overwrite em gravadores com dois CVLs. Ao usar um LSM, os elementos de contorno não são instalados. Op-amp DA1 é coberto por OOS para corrente contínua através do resistor R18. Para corrente alternada, o OOS dependente de frequência, que forma a correção de resposta de frequência necessária, opera através do divisor R20R21 e do circuito R19C11R17R16C8. O interruptor do transistor VT7 conecta o circuito R23C14, fornecendo para a fita Fe203 uma mudança na constante de tempo do circuito corretivo de 70 para 120 μs. O capacitor C9 impede a excitação do amplificador em frequências ultrassônicas. O sinal do pino 13 da OU através dos resistores R22, R25 (com uma chave privada no VT6) vai para a saída. O transistor VT6 está aberto em todos os modos de operação do LPM, exceto no modo de reprodução, e bloqueia a passagem de ruído de comutação e outros ruídos para a saída do gravador. O diagrama esquemático de um canal de gravação é mostrado na fig. 3.
O sinal de entrada através do capacitor C1 é alimentado na base do seguidor de emissor no transistor VT1 e depois no filtro passa-baixa ativo com a aproximação da resposta de frequência de Zolotarev-Kauer [2], montado nos elementos R4, R5 , R7, C4 - C6 e VT2. A frequência de corte é escolhida igual a 20 kHz, a inclinação da resposta de frequência na banda de supressão é de cerca de 30 dB por oitava. O divisor R1R2 fornece uma tensão baseada em VT1, na qual a tensão de polarização na entrada não inversora do amplificador operacional DA1.1 é próxima de zero. O LPF suprime os componentes ultrassônicos do sinal de entrada que criam batidas audíveis com as oscilações do GPS. Tais componentes existem no sinal nas saídas de um sintonizador estéreo (na forma de oscilações da frequência da subportadora de 31,25 ou 38 kHz e seus harmônicos), bem como de um CD player (como pulsos da frequência de amostragem de 44,1 kHz e seus harmônicos). O amplificador de gravação é montado no amplificador operacional K157UD2, cujo circuito de feedback inclui elementos de correção de baixa frequência R10, R13, C10, C7, R8 e correção adaptativa de alta frequência C8, L1, R9, VT3. A profundidade da correção de RF é determinada pela resistência total do resistor R9 e a resistência de saída do estágio do transistor em VT3. Em baixos níveis de sinal de entrada, o transistor VT3 está próximo da saturação devido à corrente de base fluindo através dos resistores R12, R27 e R25. O fator de qualidade do circuito C8L1 é máximo, a profundidade da correção de RF atinge 14 dB. A saída do amplificador de gravação (terminal 13 DA1) é conectada através de um filtro passa-baixa R16C12, um capacitor de isolamento C17, um plugue de filtro de tensão de polarização C20L2, um resistor R31 que estabiliza a corrente de gravação, ao conector X4, do qual o sinal é alimentado para o conector X1 (ver Fig. 2) e ainda através de X2 para a cabeça universal BG1. Além disso, um divisor do sinal R17R21C13 fornecido ao indicador de nível de gravação, bem como a entrada do detector nos elementos C15, VD1, R23, VT7, R26, C19, que controla o modulador de polarização de alta frequência e o circuito de entrada C11, R14 do inversor no transistor VT4 . O resistor R26 fornece a polarização inicial do diodo VD1 e da junção emissor-base VT7, aumentando a linearidade da seção inicial da característica de detecção. Na ausência de componentes de RF no sinal de entrada do detector, a tensão no terminal superior do capacitor detector C19 de acordo com o circuito é de +1 V. O detector que controla a profundidade de correção de RF durante a gravação através do transistor VT3 é feito de acordo com um circuito de onda completa na forma de dois detectores emissores C14R19VT5 e C16R22VT6 conectados em paralelo na saída, cujas entradas são fornecidas com tensões antifase. A carga do detector são os elementos R25 e C18. O resistor R24 limita a corrente de descarga de pico do capacitor C18. O resistor R27 cria a polarização inicial das junções emissor-base dos transistores VT5, VT6. A conexão paralela desses detectores dobra a frequência da ondulação do envelope e reduz a distorção do sinal regulado devido à ausência de harmônicos pares. À medida que o nível e a frequência do sinal aumentam, a tensão no capacitor C18 do detector muda de +0,9 V para -2 V, fazendo com que o transistor VT3 feche e a profundidade da correção de RF diminua. O modulador de tensão de polarização é feito com base em um circuito oscilatório paralelo C22L3R32 com um fator de qualidade controlado pela alteração da resistência de perda média do circuito pelo transistor VT8 do modulador. Sabe-se que na frequência de ressonância a resistência dos elementos reativos do circuito é Q vezes (Q é o fator de qualidade do circuito) maior que a resistência de perda em série. O papel da resistência de perda é desempenhado pelos elementos conectados em paralelo R32, VD2 e a resistência coletor-emissor do transistor VT8. Como a corrente que flui no ramo indutivo do circuito é a mesma para indutância e resistência de perda equivalente, as quedas de tensão nesses elementos são proporcionais às suas resistências. Portanto, com o fator de qualidade do circuito QE = 10 e a amplitude de tensão no circuito, por exemplo, 50 V, a amplitude de tensão na resistência de perda será de apenas 5 V e um transistor de baixa tensão e baixa potência pode ser usado para alterar o fator de qualidade do circuito. Para evitar a abertura com meias ondas negativas de tensão no resistor R32 da junção do coletor de base do transistor VT8, é usado um diodo VD2. Assim, a alteração do fator de qualidade do circuito oscilatório é realizada alterando a resistência de saída do modulador de transistor VT8 com semiciclos positivos da tensão em seu coletor. Sabe-se que a resistência ressonante equivalente de um circuito paralelo (em f = fo) é calculada pela fórmula Rer = QeVL3/C22 e também mudará quando Qe mudar. Considerando que a tensão do GSP é fornecida ao circuito descrito através do capacitor C23, obtemos um divisor de tensão no qual o papel do braço inferior é desempenhado por um circuito oscilante paralelo L3C22 com os elementos R32, VD2, VT8 com qualidade variável fator. Assim, a tensão de polarização é modulada. Em níveis baixos dos componentes de RF do sinal na saída do amplificador de gravação, uma tensão de +1 V no emissor VT7 do detector satura o transistor VT28 através do resistor R8. Nesse caso, a resistência à perda do circuito é mínima e a tensão de polarização no circuito L3C22 é máxima. Através do capacitor C21, ele entra no circuito da cabeça universal. À medida que o nível dos componentes de RF e (ou) sua frequência aumenta, a tensão na saída superior do capacitor C19 de acordo com o circuito diminui, a resistência de saída do transistor VT8 aumenta (com meias ondas positivas da tensão no colecionador). Nesse caso, a resistência de perda média do circuito ao longo do período aumenta e seu fator de qualidade e resistência ressonante equivalente diminuem. Como resultado, a tensão de polarização no circuito L3C22 diminui. Os elementos R28, R29, R30 garantem a linearidade da característica de modulação do modulador no VT8 quando a tensão no circuito cai para 1/3 do máximo. As vantagens do modulador proposto são alta linearidade de controle, filtragem adicional da tensão de polarização, simplicidade, possibilidade de modular a tensão de polarização com amplitude de até 100 V ao usar transistores de baixa tensão e baixa potência (lk max<100 MA, Uke max<20...30 V), por exemplo, KT315B . As desvantagens incluem a presença da indutância L3 e a necessidade de sintonizar o circuito L3C22 para a frequência GSP. Um diagrama esquemático do gerador de apagamento e polarização é mostrado na fig. quatro.
Oscilações retangulares com um ciclo de trabalho de 2 e uma frequência de 32,768 kHz são alimentadas através do circuito C1R1 do oscilador de quartzo da unidade PLL digital do motor principal para a entrada do circuito oscilatório C2L1. Para multiplicar a frequência, utiliza-se o terceiro harmônico de tensão em forma de "meandro", para cuja frequência o circuito está sintonizado. Os elementos R2, VD1, C3 fornecem o modo de operação necessário das cascatas subsequentes do GSP e sua estabilização de temperatura. O seguidor de emissor no transistor VT1 combina a alta resistência ressonante do circuito multiplicador L1C2 com a impedância de entrada do amplificador de potência. A inclusão do GSP é realizada aplicando uma tensão de +5 V no ponto de conexão dos elementos R2, R3, C4. O amplificador de potência GSP consiste em um seguidor de emissor em um transistor VT2 e um amplificador ressonante em VT3, feito de acordo com um circuito emissor comum com inclusão incompleta do circuito oscilatório C6C7L2BS1 no circuito coletor. O resistor R4 é usado para definir o modo de operação crítico do gerador em um ângulo de corte da corrente do coletor próximo a 90 graus. O papel da indutância do circuito oscilatório é executado pelo indutor L2 e pela cabeça de apagamento BS1, cuja indutância é de cerca de 360 μH. O capacitor C7 é usado para ajustar o circuito do oscilador para uma frequência de 98,3 kHz. O resistor R7 serve para medir a corrente do emissor (praticamente igual à corrente do coletor) e, sendo um elemento do circuito OOS, aumenta ligeiramente a resistência de entrada do estágio final, além de estabilizar seu modo. Os elementos C8, L3, C9 formam um filtro de oscilação com a frequência do GSP ao longo do circuito de potência. A chave SA1 com o resistor R8 altera a tensão (e a corrente) de apagamento e polarização para vários tipos de fitas - com níveis de polarização normais ("Fe203") e altos ("Cr02"). Ao ligar parcialmente o circuito oscilatório (fator de ativação p \u0,22d 6), uma oscilação de tensão no capacitor C85 de pelo menos 8 V é alcançada com uma tensão de alimentação no capacitor C12 de 1 V (para uma fita com um nível de polarização normal , chave SA110 está aberta) e cerca de 2 V com contatos fechados. Se necessário, esta tensão pode ser aumentada reduzindo a indutância do indutor L6. A tensão dos capacitores C7, C1 do circuito é fornecida aos moduladores de tensão de polarização que fazem parte dos canais de registro (ver Fig. 3 e XNUMX). Diagrama esquemático do bloco PLL digital o motor principal do LPM é mostrado na fig. 5. É feito de acordo com o diagrama funcional (ver Fig. 1). Nos transistores VT1, VT2 e um ressonador de "relógio" de quartzo ZQ1 (FKB = 32768 Hz), é feito um gerador de frequência de referência, cujas oscilações do resistor R7 são alimentadas na unidade GSP e na entrada do divisor de frequência DCH1 {entrada CN1 DD1). É feito nos microcircuitos digitais DD1, DD2 e o elemento "AND" nos diodos VD1-VD4, que definem a relação de divisão, assim como os elementos R14, R15, C9.
Para a taxa de comutação de diodo indicada no circuito de comutação de diodo, o fator de divisão de frequência N1 é 202. Quando o conteúdo do contador em DD1 atingir o valor 202 = 2 + 8 + 64 + 128, a lógica "12" aparecerá nos pinos 14 , 5, 6, 1 do chip DD1, os diodos VD1- VD4 serão fechados e o pulso de reset através do circuito integrador R14C9 irá resetar os contadores DD1, DD2.1 para o estado inicial na entrada R. Ao instalar diodos adicionais nas saídas DD1, DD2, qualquer valor do coeficiente N1 de 2 a 511 pode ser discado com um código binário. Pulsos com uma frequência de comparação de 32768/202 = 162,2 Hz do pino 11 DD2 são alimentados na entrada Do primeiro gatilho do chip DD3, no qual o detector de fase de frequência é montado. A segunda entrada ChfD - entrada Do circuito de disparo inferior do mesmo DD3, que recebe pulsos do segundo divisor de frequência ДЧ2, feito na outra metade do contador DD2 (saída - pino 5 DD2). O fator de divisão de frequência é selecionado N2 = 8. A entrada DF2 (pino 1 DD2) recebe pulsos da saída do amplificador limitador, montado nos transistores VT3, VT4. Na entrada do CR atua uma tensão senoidal do tacogerador do motor elétrico DPLT, cuja frequência está relacionada à rotação do motor pela relação ftg = 38fdv. Quando o PLL está no modo de captura, as frequências das sequências de pulso nas entradas do PFD são iguais, ou seja, fqv/N1 = ftrg/N2 = 38fmot/N2 = 162 Hz. As entradas de reset R DD3 recebem pulsos das saídas de disparo direto através do elemento "AND" nos diodos VD5 e VD6. A saída invertida do gatilho superior de acordo com o circuito (pino 2) é conectada através de um divisor de resistor R20R21 à entrada da chave no VT8, e a saída direta do gatilho inferior (pino 13) através do divisor R22R23 é conectada a a entrada chave no VT9. A tensão de saída do PFD do ponto de conexão dos resistores limitadores de corrente R24, R25 é alimentada a um filtro de integração proporcional R26C14R29C15, a partir da saída da qual a tensão suavizada através de dois seguidores emissores (VT10, VT5) é alimentada a uma potência amplificador baseado em transistores VT6, VT7. A carga VT6 é um motor DC coletor do tipo DPLT com tacogerador, utilizado no VCR "Electronics VM-12". O transistor VT7 com resistor R19 amortece o motor e reduz o tempo de transientes, induz L1, L2 junto com os capacitores C12. C13 reduz o ruído de comutação do coletor. A construção descrita do bloco PLL permite alterar a velocidade do eixo do motor exatamente duas vezes simplesmente comutando as saídas DD2. Portanto, ao conectar o pino 11 DD3 ao pino 4 DD2, a velocidade (e a velocidade da fita) é reduzida pela metade e, ao usar o pino 6 DD2, a velocidade do mecanismo LPM dobra. Vamos apresentar um método para calcular o fator de divisão N1 usando o exemplo de um CVL de um gravador Mayak M-249S-1. Dados iniciais: diâmetro do eixo do cabrestante dT = 3 mm, diâmetro do volante dM = 91,2 mm, diâmetro da polia do motor dsh = 13,5 mm, velocidade da correia \/l = 47,625 mm/s. Para o caso de ausência de deslizamento da correia, foi obtida uma fórmula de cálculo que relaciona os parâmetros acima:
Arredondamos o valor obtido para o inteiro mais próximo N1 = 202, enquanto a rotação do motor será maior que a nominal em (202,084/202 -1) 100% = 0,041%, o que é bastante aceitável. As frequências de oscilação em vários pontos do bloco PLL são as seguintes: fkv = 32768 Hz, ftg = N2fkv / N1 = 1297,7 Hz, fav = fqv/N1 = 162,2 Hz, fmotor = ftrg /38 = 34,151 Hz, p = f 60 = 2049 rpm. Para n \u2049d 5,6 rpm, a tensão que alimenta o motor DPLT em marcha lenta é Udv \u5,8d XNUMX ... XNUMX V. O cálculo do coeficiente N1 pode ser realizado para outros parâmetros do CVL, e o valor encontrado de N1 é então digitado em código binário usando diodos nas saídas dos contadores DD1 e DD2 (ver Fig. 5, designações de coeficiente em DD1 e DD2). Construção e detalhes. Os blocos do gravador de cassetes são feitos em placas de circuito impresso de fibra de vidro revestida de folha unilateral com espessura de 1,5 mm. Na fig. 6 mostra a placa do canal de gravação,
na fig. 7 - Placa GSP (clique para ampliar),
na fig. 8 - placa de canal de reprodução,
na fig. 9 - placa do PLL digital do motor LPM (clique para ampliar).
Devido à alta densidade de montagem e à disposição unilateral dos condutores impressos, algumas das conexões (principalmente circuitos de potência) são feitas com jumpers soldados na lateral dos condutores impressos. Os blocos usavam resistores constantes MLT-0,125, resistores de ajuste - SPZ-1 (canal de reprodução), SP5-16 (GSP). O desvio das classificações da maioria dos elementos indicados no diagrama não deve exceder ± 10%. Para os resistores R17, R19, R20, R21, R23 nos canais de reprodução, bem como R4, R5, R7 nos canais de gravação, o desvio não é permitido superior a ± 5%. Os resistores na placa de circuito impresso do caminho de gravação são instalados perpendicularmente, e os resistores sem chumbo R24 (R24') são colocados na lateral dos condutores impressos. Capacitores de filtros e circuitos de correção C11, C14 (nos canais de reprodução) e C4, C6, C8 (nos canais de gravação) - série K73-17 com desvio não superior a ± 5%. Os capacitores C6 (K31 -10), C7 no GSP e C20-C22 nos canais de gravação devem ter uma tensão operacional de pelo menos 100 V. Capacitores de óxido - K50-16 ou K50-35, capacitor C14 no PLL - K53- 4, o resto - da série KTM, KM. As bobinas de indutância L2 nos canais de gravação, bem como L1 no GSP, contêm cada uma 80 voltas de fio PELSHO 0,12 e são colocadas em núcleos magnéticos de ferrite blindados OB-14, cujas xícaras são coladas com uma folga formada por duas camadas de papel vegetal. As bobinas L1 nos canais de reprodução têm 185 voltas e L1 nos canais de gravação - 130 voltas do mesmo fio e são colocadas nos mesmos circuitos magnéticos. As bobinas L3 nos canais de gravação são colocadas no circuito magnético OB-19 e contêm 80 voltas de fio PELSHO 0,22 cada. As xícaras do circuito magnético são coladas com uma folga semelhante. Antes de colar as bobinas, é desejável medir sua indutância (em frequências correspondentes às de trabalho) e, se necessário, ajustar o número de voltas. Como L2, L3 (GSP) são usados chokes DPM-0,1, como L1 (no PLL) - um tipo de choke DM-0,6. As bobinas do filtro L2 (unidade PLL) são enroladas em um anel de ferrite K16x10x4,5 da marca 2000NM com um fio PELSHO 0,22 dobrado ao meio e contém 2x80 voltas. O valor desta indutância não é crítico. Os elementos filtrantes C12, L2, C13 (PLL) são colocados próximos ao motor em uma pequena placa de circuito impresso. Os transistores KT3102E (VT4 nos canais de gravação) podem ser substituídos por KT3102D, preferencialmente em caixas de metal. Outros transistores podem ser usados com outros índices de letras. Em vez de diodos da série KD522, diodos KD521A são aplicáveis e em vez de microcircuitos da série K561 - KR1561. ZD24.12002 foi usado como cabeçote universal em uma versão de dois canais (estéreo), um bloco de quatro pistas 7N10S (BB45), um cabeçote apagador do tipo ZS12.4210 do gravador Mayak foi usado no quatro canais versão. Devido à ausência de cabeças de apagamento em toda a largura (3,81 mm) da fita, a gravação de quatro canais deve ser feita em uma fita pré-desmagnetizada (por exemplo, por um estrangulamento) de um cassete compacto. Os relés RES-1 são usados como interruptores K2, K49. A fabricação e ajuste das unidades de gravador é, obviamente, possível para radioamadores treinados que possuem instrumentos de medição: um gerador de oscilação de baixa frequência (frequência 20 Hz ... 200 kHz), um osciloscópio eletrônico com uma faixa de frequência de 0 ... 1 MHz, um milivoltímetro (com limites de 1 mV. ..1 V) e frequencímetro eletrônico (faixa de frequência 20Hz...200kHz). Estabelecimento comece com o bloco PLL digital do LPM do motor principal. Um filtro C12L2C13 e um circuito coletor de motor são conectados ao bloco montado. O enrolamento do tacogerador é conectado com um terminal ao fio comum, o outro - ao terminal esquerdo do capacitor C13 de acordo com o esquema. O resistor R27 é temporariamente dessoldado e o resistor R26 é substituído por um variável com uma resistência máxima de 300 ... 500 kOhm. A unidade é fornecida com uma tensão de alimentação de +15 V. Usando um osciloscópio, eles estão convencidos da presença de oscilações de um oscilador de quartzo (no coletor VT2). Na ausência deles, reduza a resistência do resistor R2 até obter oscilações estáveis. Se não houver oscilações em uma resistência próxima de zero, o ressonador de quartzo é substituído. O frequencímetro verifica a frequência de oscilação, que deve estar dentro de 32768 ± 20 Hz. Usando um osciloscópio e um medidor de frequência, a presença de pulsos retangulares e sua frequência são verificadas na saída do primeiro divisor de frequência (pino 3 DD3). A amplitude do pulso é de cerca de 10 V, a frequência é de 162,2 ± 0,1 Hz. Ao reduzir a resistência do resistor variável incluído em vez de R26, a tensão no motor é aumentada para 5,6 ... 5,8 V. É desejável que o motor seja instalado no LPM e uma correia seja colocada em sua polia. A configuração inicial é realizada em marcha lenta do LPM (o cassete não está inserido, o rolo de pressão não toca no cabrestante). Um osciloscópio verifica na saída do tacogerador a presença de oscilações senoidais com oscilação de cerca de 0,5 V e pulsos retangulares com amplitude de 9 ... 10 V no coletor VT4. Ao ajustar o resistor variável, uma taxa de repetição de pulso de 1298 Hz é alcançada, enquanto na saída do segundo divisor de frequência (pino 5 DD2), a frequência de pulso deve ser igual a 162,2 Hz. Em seguida, desligue a energia da unidade, dessolde o resistor variável, meça sua resistência com um dispositivo digital e solde o resistor constante do valor mais próximo no lugar de R26. Instale o resistor R27 removido anteriormente e ligue a energia. O motor elétrico deve ter uma velocidade de eixo de 2049 rpm, enquanto a frequência de pulso nos terminais 3 e 11 do DD3 deve ser igual a 162,2 Hz, que não muda quando o volante LPM é freado com o dedo. Com o aumento da carga, a tensão no motor e o consumo de corrente devem aumentar apenas de 60 ... 70 mA (em marcha lenta) para 300 ... 350 mA mantendo a velocidade especificada. A configuração final do bloco é feita ao reproduzir a gravação da fita métrica (parte "E"). A frequência do sinal na saída do canal de reprodução deve estar dentro de 3150±20 Hz (±0,6%). Se o valor de frequência obtido não corresponder ao nominal, é necessário calcular um novo fator de divisão N,, configurá-lo usando os diodos VD1 - VD5 e medir novamente a frequência do sinal da fita métrica. Configuração de GPS produzidos na seguinte ordem. Abra a chave SA1. A base do transistor VT2 é conectada a um fio comum através de um capacitor de 0,01 μF e a resistência máxima do resistor variável R4 é definida. Um gerador de medição é conectado à entrada do bloco, no qual o valor efetivo da tensão é definido como 1 V e a frequência é 98,304 kHz (controlada por um medidor de frequência). Conecte a entrada Y do osciloscópio ao emissor do transistor VT1. O modo de gravação é ativado aplicando alimentação e tensão de controle e usando o trimmer da bobina L1, sintonize o circuito L1C2 para ressonância (de acordo com a oscilação máxima do sinal). Se for impossível ajustar o circuito com um trimmer, você pode alterar a capacitância do capacitor C2. Ao final da sintonização, eles se convencem de sua correção sintonizando a frequência do gerador. A amplitude do sinal no emissor VT1 deve diminuir tanto com o aumento quanto com a diminuição da frequência. O aparador de bobina L1 é fixado com cola quente. Em seguida, a saída do capacitor de 0,01 μF é desconectada do fio comum e conectada à saída do gerador de medição, na qual a oscilação do sinal é ajustada para não mais que 0,5 V. A cabeça de apagamento é conectada à unidade e ao capacitor C7 é soldado da unidade. Um osciloscópio usando um divisor 1:10 (capacitância de entrada - não mais que 15 pF) é conectado à saída do GSP. Fonte de alimentação de +15 V e tensão de controle de +5 V. Ao alterar a frequência do gerador, determine a frequência f( da ressonância do circuito C6L2BS1 (de acordo com a tensão máxima, cuja oscilação deve ser de 30 ... 60 V) O valor de f1 deve ser maior que o nominal f0 = 98,304 kHz A capacitância do capacitor adicional C7 é calculada pela fórmula C7=C6(f12/f12 -1), e instalada no GSP. Ao alterar a frequência do gerador, certifique-se de que o circuito C6C7L2BS1 esteja sintonizado com precisão para uma frequência de 98,3 ± 0,5 kHz. Depois de desligar a energia, conecte a entrada GSP à saída do oscilador de cristal PLL (resistor R7). A unidade PLL e a tensão de alimentação GSP de +15 V. O osciloscópio está conectado à saída GSP. Ao reduzir a resistência do resistor R4, a amplitude do sinal na saída do GSP não é inferior a 80 V. A forma dos pulsos de corrente do coletor VT3 (no resistor R7) está próxima do cosseno: a amplitude da corrente é não mais que 0,15 A e o ângulo de corte é de 70 ... 80 graus . A oscilação de tensão na cabeça de apagamento deve ser de pelo menos 70 V quando a tensão de alimentação no capacitor C8 é de cerca de +12 V. A forma da tensão de apagamento pode ser diferente da senoidal. Configurando o caminho de reprodução (descrito na versão de dois canais) consiste em definir o ângulo de inclinação da folga de trabalho do cabeçote universal, o nível nominal do sinal de saída, verificar o faseamento dos canais e definir a correção de RF. Uma cabeça universal é conectada ao conector X2 da placa do canal de reprodução, um milivoltímetro e um osciloscópio são conectados ao conector X1,2 (pinos 5). A tensão de +1 V é aplicada aos resistores R27 e R15. A tensão de alimentação é ligada em +15 V e -5 V. Um cassete com uma fita magnética métrica (parte "H") é instalado no LPM do gravador e o curso de trabalho é ativado. A posição do GU com a ajuda de um parafuso de ajuste é ajustada para o retorno máximo em frequências de 14 ... 0 kHz. O nível de saída nominal de 550 dB (1 mVrms) foi determinado pelos autores reproduzindo uma gravação auxiliar de 45 kHz de um gravador SONYTC-K4. Este gravador foi sintonizado na fábrica usando uma fita de teste SONY P-81-L-333 (0 Hz, 3 dB) [550]. A tensão nominal de 333 mV na frequência de 400 (13) Hz, quando ajustada pela fita métrica, é definida pelo resistor R2, primeiro no primeiro canal (saída 1 HZ), depois no segundo (saída XNUMX HZ) . A fase dos canais é verificada em um sinal de 1 kHz (parte "U") conectando os pinos 1, 2 do conector XZ. Com o faseamento correto dos canais, a tensão de saída não mudará ou diminuirá ligeiramente (não mais que 1 ... 2 dB); se estiver incorreta, ficará próxima de zero. Neste último caso, você precisa trocar as conclusões de uma das cabeças (BG1.1 ou BG1.2). A correção de RF é ajustada individualmente em cada um dos canais selecionando o capacitor C1 de acordo com a irregularidade mínima da resposta de frequência na região de 5 ... 14 kHz ao reproduzir pacotes de frequência (a parte “Ch”) do cassete de medição. A uma frequência de 10 kHz, a resposta de frequência não deve exceder 3 dB. Em conclusão, o canal é bloqueado aplicando uma tensão de +5 V ao ânodo do diodo VD6 e alternando a constante de tempo de 70/120 μs desligando temporariamente a tensão de +5 V do resistor R27. em estabelecendo um caminho de gravação primeiro, eles verificam a frequência de corte do filtro passa-baixo, definem a frequência dos circuitos de correção de alta frequência para 18 kHz, ajustam os filtros de entalhe L2C20 (consulte a Fig. 3) para a frequência de polarização e sintonizam os circuitos L3C22 de o modulador VchP. Em seguida, são definidos a corrente de polarização ideal e os limites de sua adaptação, bem como o nível de registro nominal e a corrente de registro. O valor eficaz da tensão de entrada dos canais de gravação, igual a 110 mV, foi escolhido como nível máximo de entrada. Este nível corresponde a 0 dB das características do canal de gravação fornecidas abaixo. Para o ajuste, um gerador de medição é conectado às entradas dos canais de gravação e sua tensão de saída é ajustada para 110 mV. Ligue a energia e verifique a frequência de corte do filtro passa-baixo de entrada (nos pinos 2 e 6 do chip DA1) no nível de -3 dB, deve ser 20 ... 22 kHz. A atenuação no LPF na frequência de 44,1 kHz deve ser de no mínimo 36 dB. A componente constante da tensão na saída DA1 (terminais 13, 9) não deve exceder ±0,5 V, caso contrário, o resistor R2 deve ser selecionado. Em seguida, a tensão do gerador é reduzida em 20 dB (até 11 mV) e a frequência do aumento máximo da resposta de frequência é determinada (terminais 13, 9 DA1), que deve ser 17 ... 18 kHz. Se a frequência não corresponder a este valor, a capacitância do capacitor C8 é selecionada. Ao alternar a frequência do gerador para 1 e 18 kHz, mantendo o nível de entrada de 11 mV, é determinada a profundidade de correção, que deve estar dentro de 14 ± 1 dB. Na fig. 10 mostra a família de resposta de frequência do canal de gravação, medida em vários níveis do sinal de entrada (de 0 a -24 dB). Devido à ação do circuito de autorregulação, a profundidade da correção de alta frequência com o aumento do nível do sinal de entrada diminui para 2 dB, o que evita a sobrecarga da fita em altas frequências. Não é necessário medir todas essas características devido à alta complexidade do processo de medição ponto a ponto. Medimos essas características no modo automático usando um PC, que será descrito com mais detalhes a seguir. Basta medir as tensões rms nos pinos 13 e 9 nas frequências de 1 e 10 kHz. Eles devem ser de 1,2 e 1,6 V, respectivamente, com uma tensão de entrada de 110 mV.
Verifique a resposta de frequência do detector de adaptação VChP, feita nos elementos C15, VD1, R23, VT7, R26, C19. Uma tensão de 110 mV com frequência de 400 Hz é aplicada à entrada do canal de gravação. Meça a tensão constante no emissor VT7, que deve corresponder a 1 V. Aumente a frequência do sinal de entrada para 7,9 kHz, a tensão no emissor VT7 deve ficar próxima de zero. Com um aumento adicional na frequência (até 16 ... 20 kHz), a tensão cai para -1,2 ... -1,6 V. Se os resultados da medição não corresponderem aos dados fornecidos, o valor do capacitor C15 deve ser selecionado dentro de 390-910 pF. Em seguida, as saídas GSP para os moduladores são temporariamente conectadas aos contatos 1, 2 do conector X4 da placa de gravação. Capacitores de solda C21, C21'. Ligue a alimentação da placa de gravação e da GPU. Os plugues do filtro L2C20 são ajustados para a tensão mínima do VChP no capacitor C12 (faixa 1 ... 2 V). Desligando a energia da GPU e da placa de gravação, mude as saídas da GPU para as placas direita (de acordo com o esquema) dos capacitores C23, C23. Defina os capacitores C21, C2G com um valor nominal de 75 pF e a tensão na saída do gerador de medição é igual a zero. Após ligar a alimentação das unidades, conecte um osciloscópio ao capacitor C22 através de um divisor 1:10 e sintonize o circuito L3C22 na frequência de 98,3 kHz na tensão máxima, utilizando o trimmer L3. Se for impossível sintonizar a ressonância, o capacitor C22 deve ser selecionado. Com o ajuste fino, a oscilação de tensão no capacitor C22 é de 80 ... 100 V. Em seguida, defina a frequência de 16 kHz no gerador de medição e aumente suavemente sua tensão de saída de 0 a 110 mV. A oscilação de tensão no capacitor C22 deve diminuir para 30 ... 40 V. Uma operação importante é definir a corrente de polarização ideal para sinais pequenos. A tensão do gerador é ajustada para 11 mV e oscilações com frequências de 1 e 10 kHz são registradas alternadamente em um dos canais para diferentes capacitâncias do capacitor C21 (22 ... 110 pF). A gravação é reproduzida e é anotada a opção em que as tensões com frequências de 1 e 10 kHz são iguais. O valor de C21 correspondente a esta opção é o ótimo. O procedimento é repetido para o outro canal. A operação final é ajustar a sensibilidade do medidor de nível de gravação e definir a corrente nominal de gravação. Um sinal é registrado com uma frequência de 1 kHz e um valor RMS na entrada de 110 mV para vários valores do resistor R31. Ao mesmo tempo, o terminal superior do resistor R21 é conectado à entrada do medidor de registro (de preferência pico). Selecionando a resistência R21, obtenha uma leitura do medidor de 0 dB. Durante a reprodução, observa-se uma opção de gravação que fornece uma tensão de 550 mV na saída do canal de reprodução. O valor do resistor R31, correspondente a esta opção, é ideal. A resposta de frequência de ponta a ponta do gravador é medida na faixa de 20 ... 20000 Hz para vários níveis de gravação: 0, -6, -12, -18 dB. Para medir a resposta de frequência fim-a-fim final do gravador, utilizamos a seguinte técnica: a geração dos sinais de teste, seu registro e processamento foram realizados em um PC. O sinal de teste foi formado usando o programa Cool Edit Pro 1.2. O sinal de teste consistia em três partes: as duas primeiras partes eram sinais de tom com duração de 1,5 cada, com frequência de 1 kHz e níveis de 5 e -30 dB, respectivamente. A terceira parte é um sinal com duração de 20 s com uma frequência que varia exponencialmente na faixa de 20000...30 Hz. Para gerar um sinal com uma frequência que muda exponencialmente, o comando Generate Tones foi usado com as seguintes configurações: Duration 20 seconds, Initial Settings 20000 Hz, Final Settings XNUMX Hz, Log Sweep, Flavor Sine. Dois pulsos tonais com níveis diferentes são usados para calibrar o programa de visualização das características finais. Para levar em consideração a resposta de frequência irregular das placas de som usadas, o sinal de teste foi corrigido usando um equalizador gráfico de 30 bandas no programa Cool Edit Pro. O sinal de teste foi enviado do PC através de uma placa de som Creative SB 128. O sinal de teste gravado em fita magnética foi inserido no PC durante a reprodução usando uma placa de som YAMAHA YS-724. A resposta de frequência irregular dos dispositivos de entrada e saída (sem gravador), medida na faixa de frequência de 20...20000 Hz, não excedeu ±0,5 dB (após corrigir a resposta de frequência das placas de som no sinal de teste). Além disso, o arquivo gravado foi processado para determinar o envelope do sinal e registrar os resultados da medição nas coordenadas usuais ao longo de ambos os eixos. Para tanto, foi escrito na linguagem Delphi um programa para visualização dos resultados da medição da resposta em frequência. Um diagrama de blocos simplificado do algoritmo de operação do programa é mostrado na fig. onze.
O envelope do sinal de teste foi calculado usando o método de média móvel. Para fazer isso, as seguintes ações foram realizadas no sinal de teste: o módulo foi calculado e, em seguida, os pontos da resposta de frequência resultante foram calculados pela média dos dados em um determinado intervalo de tempo. O tempo médio do envelope muda rapidamente dentro de 0,1...2 s. Os valores típicos dos intervalos de tempo foram 0,1...0,4 s. O programa possui uma interface gráfica simples, que oferece a possibilidade de escalonamento arbitrário da resposta de frequência exibida ao longo de ambos os eixos de coordenadas, salvando os resultados do cálculo em um formato gráfico e como uma matriz. Este programa também funciona com sinais de teste na forma de segmentos de ruído de banda estreita (1/3 e 1/6 de oitava), conectados sem quebras de fase e cobrindo a faixa de 20...20000 Hz. Esses sinais foram usados para medir a resposta de frequência de sistemas acústicos e microfones por pressão sonora. Na fig. 12-15 mostra as características de frequência de amplitude do canal de reprodução de gravação para os seguintes casos: - método de gravação padrão (com correção fixa de alta frequência e corrente de polarização) - fig. 12;
- método de gravação com correção adaptativa de alta frequência (corrente de polarização fixa) - fig. 13;
- método de gravação com adaptação de viés (profundidade fixa de correção de alta frequência) - fig. 14;
- gravação com adaptação de correção de alta frequência e polarização - fig. quinze
O desligamento da adaptação da correção de alta frequência é feito conectando o coletor VT3 a um fio comum, desligando a adaptação do VChP - soldando um dos terminais do capacitor C15 da placa. As medições dos parâmetros do caminho de gravação-reprodução foram realizadas usando uma fita IEC-1 do tipo BASF Fe 1. abaixo de -0 dB. Na faixa de frequência 8. ..3 kHz há um overtone causado por batidas do 15º harmônico do sinal gravado e a frequência do bias, com nível de -24 dB (15,6%). A ondulação da resposta de frequência na faixa de frequência de 20...160 Hz (a chamada "cobra") é explicada pela comensurabilidade do comprimento de onda de gravação com as dimensões da superfície de trabalho do cabeçote usado [4]. Como a forma da resposta de frequência abaixo de 3 kHz é praticamente independente do nível de gravação, os gráficos da Fig. 13-15 são dados na faixa de 2,5 ... 20 kHz. A comparação dos métodos de gravação pode ser feita de acordo com vários critérios, escolhemos o nível de retorno da fita magnética no canal de passagem nas frequências de 10 e 15 kHz. Na tabela. 1 mostra os níveis em dB para os quatro métodos estudados.
Em 10 kHz, a adaptação somente HF é preferível à adaptação de correção de alta frequência, mas em 15 kHz, esses métodos de adaptação (individualmente) fornecem o mesmo resultado (retorno -16,5 dB). O uso conjunto da adaptação da correção do HF e HF na frequência de 15 kHz permite obter um retorno de -6 dB, que é 10,5 dB maior (!) do que ao usar esses métodos separadamente. A não linearidade do gravador foi estimada usando o método de tom de diferença de terceira ordem [4]. O sinal de medição foi formado usando o programa Cool Edit Pro 1.2 como uma soma de duas oscilações harmônicas: uma com amplitude A e frequência f1, a outra com amplitude A/2 e frequência f2, com f2 = 2f1 - 500. O produto da a não linearidade do caminho de gravação magnética (incluindo, além da parte eletrônica, também uma cabeça universal e uma fita magnética) na forma de um tom de combinação de diferença com uma frequência de 500 Hz foi medida por um analisador de espectro na saída do canal de reprodução esquerdo. Para isso, o sinal era inserido em um computador e analisado pelo programa Audio Tester 1.4 (modo analisador de espectro). A curva de tolerância foi medida variando as frequências do sinal de teste e mantendo um nível de tom de diferença constante. Este último foi escolhido para ser 2,5% (-32 dB) do nível de saída nominal (550 mV). Naturalmente, à medida que as frequências f1, f2 do sinal de teste aumentam, as amplitudes de seus componentes (A e A/2) diminuem. Os resultados da medição são apresentados na tabela. 2 para as frequências componentes e o sinal de teste pico a pico na saída do amplificador de registro (em volts e dB em relação ao nominal pico a pico de 3,4 V).
Observa-se em [4] que para canais de gravação-reprodução "bons", a inclinação da curva não excede 15 dB a uma velocidade de fita de 19 cm/s na frequência mais alta da faixa. Usando a adaptação do viés e a profundidade da correção de alta frequência durante a gravação, esse declínio foi de apenas 3,2 dB a uma velocidade de fita de 4,76 cm / s (!). Deve-se notar que este artigo descreve um gravador com uma regulação mais profunda da corrente de polarização (até 10 dB) do que nos sistemas conhecidos de polarização dinâmica (4...6 dB) e regulação dinâmica (2,6 dB) [1 ]. Uma avaliação subjetiva da qualidade sonora dos fonogramas gravados neste gravador a partir de CDs mostrou uma alta capacidade de sobrecarga da via. Os níveis máximos de gravação medidos pelo indicador de pico (τint = 1 ms, τrep = 350 ms) atingiram +6 dB sem distorção perceptível. Para a gravação, foram utilizadas trilhas sonoras com batidas nítidas, pratos e uma poderosa linha de baixo. O fonograma gravado possui "graves" sem distorções, não perde brilho e riqueza, diferindo do original apenas pelo aparecimento de um pequeno ruído de fita (relação sinal/ruído não ponderada 52...54 dB) nas pausas. Para suprimir o ruído dos fonogramas de quatro canais feitos em um gravador de cassetes, o programa Cool Edit Pro foi usado após inseri-los em um computador. A supressão de ruído em cada canal é realizada em dois estágios: no primeiro estágio, o "perfil de ruído" é determinado como informação estatística necessária para otimizar o supressor de ruído; no segundo - há realmente uma supressão de componentes de ruído no fonograma processado. As configurações típicas para desempenho de silenciador de alta qualidade são: Instantâneos no perfil: 300; Tamanho FFT: 4096; Fator de precisão: 7 Quantidade de suavização: 1.25 Largura de transição: 3. Sinal típico para melhoria de ruído é de 15...20 dB. Para interferência regular, a melhoria pode chegar a 40...50 dB. Literatura
Autores: A.Filatov, K.Filatov, Taganrog, região de Rostov.
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