UMZCH superlinear com proteção ambiental profunda. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica

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É possível criar um amplificador usando componentes domésticos que competiriam com sucesso com qualquer marca? O autor do artigo publicado respondeu afirmativamente a esta questão. Além disso, em UMZCH ele usou transistores bipolares e amplificadores operacionais.

Em componentes domésticos, este amplificador ultralinear com feedback profundo e de banda larga fornece energia de longo prazo de até 150 watts em uma carga de 4 ohms. Usando componentes importados, você pode aumentar a potência em uma carga de 8 ohm até 250 watts. É capaz de trabalhar em uma carga complexa, possui proteção contra sobrecarga de entrada e saída. A distorção de intermodulação UMZCH é tão pequena que o autor foi forçado a medi-los em frequências de rádio. O projeto e a placa de circuito impresso desenvolvidos pelo autor são uma amostra para o ensino da instalação de "fiação" de dispositivos de banda larga.

Há algum tempo, entre audiófilos e radioamadores, prevalecia a opinião de que um UMZCH verdadeiramente de alta qualidade deveria ser feito em lâmpadas. Muitos argumentos foram apresentados como justificativa. No entanto, se descartarmos os completamente rebuscados, apenas dois permanecerão. Primeiro, a distorção introduzida por um amplificador valvulado é agradável ao ouvido. Em segundo lugar, as não linearidades em amplificadores valvulados são mais "suaves" e produzem significativamente menos produtos de intermodulação.

Deve-se dizer que tanto um quanto o outro são confirmados pela prática. Além disso, há muito tempo existe até um dispositivo especial de processamento de som - um excitador, cuja ação se baseia precisamente na introdução de distorções de ordem uniforme na parte de alta frequência do espectro. Em alguns casos, o uso de um excitador permite melhorar o desenvolvimento de instrumentos e vozes de segundo ou terceiro plano, para dar profundidade adicional ao palco sonoro. Um efeito semelhante em um amplificador pode ser agradável, às vezes até útil. No entanto, a introdução de distorções de "bom som" ainda é mais prerrogativa do engenheiro de som do que do próprio UMZCH. Quanto à fidelidade na reprodução do som, deste ponto de vista é necessário conseguir a eliminação das distorções introduzidas por amplificadores e alto-falantes. O tópico de redução da distorção introduzida por alto-falantes foi discutido anteriormente no artigo [1]. Aqui vamos nos concentrar no UMZCH "clássico" com baixa impedância de saída, pois eles ainda são mais versáteis que o UMZCH com uma saída "corrente".

À primeira vista, pode parecer que com o estado da arte atual, projetar um amplificador "transparente" não é nada difícil, e o debate em torno desse problema é apenas fruto do hype publicitário. Em parte, isso é verdade: se você organizar a produção em massa de um UMZCH impecável, depois de um tempo a indústria que produz esses amplificadores, na minha opinião, simplesmente ficará sem vendas.

O autor dessas linhas teve que desenvolver amplificadores de precisão de válvulas e transistores para equipamentos de medição, consertar e ajustar vários equipamentos - a maioria de fabricação estrangeira. Naturalmente, parâmetros foram medidos e estruturas foram avaliadas. E não apenas por métodos padrão (para equipamentos de áudio), mas também por métodos mais informativos, em particular, analisando o espectro do sinal de saída com um sinal de entrada de vários tons. (Nesse caso, um sinal é alimentado ao amplificador entrada, consistindo de uma soma de senoides de amplitude aproximadamente igual com proporcional a algum conjunto de primos primos, ou seja, números sem fatores comuns.)

Uma técnica semelhante é amplamente utilizada para controlar amplificadores usados ​​​​na tecnologia de comunicação a cabo de longa distância, pois os requisitos para a "não poluição" do espectro do sinal que passa por eles são muito rigorosos (milhares desses amplificadores são conectados em série em a linha de comunicação, e suas distorções são somadas). Como exemplo, os amplificadores para o sistema K-10800 têm um nível de distorção de intermodulação inferior a -110 dB em uma faixa de frequência de cerca de 60 MHz.

É claro que obter tais características não é fácil: as qualificações dos desenvolvedores de tais amplificadores devem ser muito altas. Infelizmente, os fabricantes de áudio parecem se contentar com designers menos qualificados, com a possível exceção de Rupert Neve, o designer dos consoles de gravação de som Neve e Amek. Observo que o console Niva mais recente (9098i), que recebeu uma avaliação entusiástica de profissionais de gravação, é totalmente de estado sólido e seus amplificadores têm uma profundidade de feedback muito grande. Vale ressaltar que ao mesmo tempo Neave desenvolveu muitos consoles de lâmpadas, muitos dos quais eram considerados referência.

Assim, tendo comida para comparação e sendo uma pessoa meticulosa, o autor chegou à conclusão de que, em muitos casos, a qualidade real do trabalho da maioria dos semicondutores, e até mesmo do tubo UMZCH, acaba sendo muito pior do que segue dos resultados da medição usando métodos padrão para equipamentos de áudio. Sabe-se que muitos deles foram adotados sob pressão de circunstâncias comerciais e estão muito distantes da realidade da vida.

Um bom exemplo é a lista de requisitos para o método de medição de ruído apresentada por R. Dolby em seu artigo descrevendo a metodologia CCIR/ARM2K que ele propôs. O segundo item dessa lista é "...aceitabilidade comercial: nenhum fabricante usará uma nova técnica se os valores obtidos com a medição forem piores do que usando os já existentes...". A substituição proposta por R. Dolby do medidor de pico pelo medidor de valor médio retificado melhorou os parâmetros em cerca de 6 dB e a redução do ganho do filtro de ponderação por um fator de dois levou a um "ganho" total de 12 dB. Não surpreendentemente, esta técnica foi calorosamente recebida por muitos fabricantes.

Um "truque" semelhante é frequentemente feito ao medir distorções não lineares: a entrada feita no passaporte do amplificador - "0,005% THD na faixa de frequência 20 Hz - 20 kHz" geralmente significa apenas que os harmônicos de um sinal com uma frequência de 1 kHz caindo na largura de banda mencionada não deve exceder o valor especificado, mas não diz nada sobre distorção em uma frequência de, digamos, 15 kHz. Alguns fabricantes acreditam que é totalmente opcional conectar a carga ao amplificador ao medir a distorção, enquanto no passaporte indicam em letras pequenas: "... em uma tensão de saída correspondente à potência de XX watts em uma carga de 4 Ohms ...".

Também não é incomum quando um amplificador com uma especificação de "menos de 0,01% THD" a uma frequência de 1 kHz, trabalhando em uma carga real (com cabos e um sistema de alto-falantes), mostra distorção de intermodulação de acordo com um padrão SMPTE muito econômico (dois sinais senoidais com frequências de 60 Hz e 7 kHz são alimentados na entrada do amplificador, a proporção de suas amplitudes é 4: 1 e o resultado da medição é a magnitude relativa da modulação da amplitude da alta frequência sinal de ncy - baixa frequência.) nível de 0,4 ... 1% e às vezes mais. Em outras palavras, a distorção de intermodulação já em frequências moderadamente altas ao trabalhar em uma carga real é muito maior do que o notório coeficiente harmônico. Um fenômeno semelhante também é característico de muitas lâmpadas UMZCH cobertas por feedback de tensão.

Ao analisar o espectro de um sinal de vários tons amplificado por tal amplificador, muitos componentes combinacionais são encontrados. Seu número e potência total com o aumento do número de componentes do sinal de entrada aumentam quase de acordo com a lei fatorial, ou seja, muito rapidamente. Ao tocar música de ouvido, isso é percebido como um som "sujo", "opaco", comumente referido como "transistor". Além disso, a dependência do nível de distorção do nível do sinal nem sempre é monótona. Acontece que quando o nível do sinal útil diminui, a potência dos produtos de distorção não diminui.

É claro que em tais dispositivos o conjunto de passaporte de características do amplificador (coeficiente harmônico, banda de frequência) não indica nada além da desenvoltura do fabricante. Como resultado, um consumidor comum muitas vezes se encontra em um estado de comprador "porco em um puxão", já que de alguma forma ele não consegue ouvir normalmente (com comparação em contraste) antes de comprar. Claro, nem tudo é tão sombrio - no que diz respeito à cor da caixa, dimensões e peso, quase todas as empresas que valorizam sua marca se comportam de maneira impecável.

Isso não significa de forma alguma que não haja UMZCH digno de atenção no mercado - são poucos, mas existem. De todos os amplificadores industriais com os quais o autor teve oportunidade de trabalhar, o antigo "Yamaha M-2" parecia ser o mais "preciso" (não fazem nada assim no Japão agora). Seu preço, porém, é considerável e não foi projetado para uma carga de 4 Ohms, além disso, os transistores de saída nele funcionam em desacordo com os requisitos das especificações técnicas. Dos amadores, o amplificador de A. Vitushkin e V. Telesnin deixou uma impressão muito boa [2]. Funciona claramente melhor ("transparente") do que UMZCH VV [3]. Outro bom amplificador é o M. Alexander da PMI [4].

No entanto, todos esses amplificadores não realizam totalmente as capacidades da base do elemento em termos de nível real de distorção, velocidade e reprodutibilidade. Por essas razões, bem como por razões de prestígio da engenharia, o autor deste artigo preferiu desenvolver sua própria versão do UMZCH, que refletisse as capacidades reais da base do elemento (incluindo aquelas disponíveis na Rússia e na CEI) e fosse fácil de repetir. Ao mesmo tempo, uma versão "comercial" também foi desenvolvida usando uma base de elemento importada - com capacidades ainda maiores e maior potência de saída.

O principal objetivo do desenvolvimento não era tanto alcançar altas características de "passaporte", mas garantir a mais alta qualidade possível em condições reais de operação. Valores de parâmetros excepcionais foram obtidos automaticamente como resultado da otimização do circuito e do projeto.

A principal característica do UMZCH proposto é a banda larga alcançada por uma série de circuitos e medidas de design. Isso tornou possível obter uma frequência de ganho unitário no loop OOS de cerca de 6 ... 7 MHz, que é uma ordem de grandeza maior do que na maioria dos outros projetos UMZCH. Como resultado, a profundidade de FOS alcançável em toda a banda de frequência de áudio é superior a 85 dB (a uma frequência de 25 kHz), a uma frequência de 100 kHz a profundidade de FOS é de 58 dB e a uma frequência de 500 kHz - 30 dB . A largura de banda de potência total excede 600kHz (com aproximadamente 1% de distorção). Abaixo estão as principais características do UMZCH (ao medir distorção e taxa de variação, o filtro de entrada e o limitador suave são desativados).

O amplificador (Fig. 1) consiste nos seguintes componentes: um filtro passa-baixo de entrada de segunda ordem com uma frequência de corte de 48 kHz, um limitador de nível de sinal “suave”, o próprio amplificador de potência, um circuito LRC de saída, bem como cascatas para balanceamento DC automático e compensação de resistência de fio (diagrama de conexão de carga de quatro fios). Além disso, um amplificador de sinal auxiliar é fornecido no ponto de soma UMZCH. O aparecimento de uma tensão perceptível na entrada inversora do amplificador, coberta por realimentação paralela, indica uma violação do rastreamento no loop de realimentação e, consequentemente, distorção, quaisquer que sejam os motivos que possam ser causados. Este amplificador adicional amplifica o sinal de distorção para o nível necessário para o funcionamento do indicador de distorção.

O caminho do sinal do amplificador usa amplificadores operacionais KR140UD1101, que raramente são usados ​​em equipamentos de áudio, mas que, apesar da idade de desenvolvimento (Bob Dobkin desenvolveu seu protótipo LM118/218/318 no início dos anos 70), possui uma combinação única de características. Portanto, a capacidade de sobrecarga para um sinal de entrada diferencial para K (R) 140UD11 (01) é 40 vezes melhor do que para amplificadores operacionais de "som" tradicionais. Ao mesmo tempo, possui excelente taxa de variação e ganho por banda (50x106 Hz a 100 kHz). Além disso, este amplificador operacional se recupera de sobrecargas muito rapidamente e seu estágio de saída opera com uma grande corrente quiescente e possui alta linearidade mesmo antes da cobertura de realimentação. Sua única desvantagem é que a densidade espectral de ruído EMF deste amplificador operacional é cerca de quatro vezes maior que a média para dispositivos de baixo ruído. No UMZCH, porém, isso não importa muito, pois a relação sinal-ruído máxima não é inferior a 110 dB, o que é suficiente para uma determinada potência. No caminho do sinal, os amplificadores operacionais são usados ​​em uma conexão inversora para eliminar a distorção causada pela presença de uma tensão de modo comum nas entradas.

O próprio amplificador de potência é construído de acordo com uma estrutura "clássica" aprimorada [3, 5] - um amplificador operacional é conectado na entrada para garantir alta precisão, depois um amplificador de tensão simétrico baseado em um "cascode quebrado" e um estágio de saída baseado seguidor de emissor de três estágios. Devido a melhorias aparentemente menores e medidas de design (Fig. 2), a qualidade real do som e a reprodutibilidade dos parâmetros deste amplificador são radicalmente melhoradas em comparação com [3, 5, 6].

O estágio de saída, projetado para uma carga de 4 ohms, usa pelo menos oito transistores por braço. Apesar da aparente redundância e inconveniência, essa solução é absolutamente necessária ao trabalhar com uma carga realmente complexa por dois motivos. A primeira, e mais importante, é que ao operar em uma carga complexa, a potência instantânea alocada aos transistores de saída aumenta acentuadamente.

Na fig. A Figura 3 mostra as dependências da potência instantânea dissipada nos transistores de saída do valor instantâneo da tensão de saída para diferentes cargas (curvas 1-3) a uma tensão de alimentação de +40 V. A curva 1 corresponde à operação do PA em uma carga puramente ativa com uma resistência de 0,8 do nominal (ou seja, 3,2 Ohm), curva 2 - para uma carga complexa com um módulo de impedância de 0,8 do nominal e um ângulo de fase de 45 graus. (requisito OST.4.GO.203.001-75), e curva 3 - em um ângulo de fase de 60 graus. Pode-se ver nos gráficos que, ao operar em uma carga complexa, a potência de pico dissipada pelos transistores de saída é 2,5 - 3 vezes maior do que com uma carga resistiva do mesmo módulo.

Isso por si só é um problema, mas o fato mais problemático é que a potência máxima dissipada pelos transistores ao operar em uma carga complexa ocorre em momentos em que a tensão de saída é próxima de zero, ou seja, quando uma grande tensão de alimentação é aplicada aos transistores. O módulo de impedância de alguns alto-falantes pode cair de 4 para 1,6 ohms (em uma determinada faixa de frequência) e o ângulo de fase pode aumentar até 60 graus. [7]. Isso dobra a dissipação de energia em comparação com a curva 3.

Para transistores bipolares, é muito importante em que tensão a potência é dissipada neles: com o aumento da tensão, a potência de dissipação permitida é significativamente reduzida devido ao aparecimento de "pontos quentes" causados ​​​​pela instabilidade térmica local, levando à degradação dos parâmetros e quebra secundária. Portanto, para cada tipo de transistor, existe uma área de modo seguro (OBR), dentro da qual é permitido o seu funcionamento. Portanto, para KT818G1 / 819G1 (eles têm o melhor OBR entre os poderosos transistores complementares domésticos), a potência máxima de dissipação a uma tensão de 40 V e uma temperatura de caixa de 60 ...

Para maior clareza, na Fig. A Figura 3 mostra a curva 4 mostrando as capacidades de dissipação de potência desses transistores em função da tensão de saída do amplificador. Pode-se observar que, mesmo trabalhando com carga puramente ativa, é necessário conectar em paralelo pelo menos dois dispositivos por braço. Os transistores de efeito de campo de potência (MOSFETs, MOSFETs) têm um OBR mais alto, mas o grau de sua complementaridade é muito pior do que o dos bipolares. Isso leva ao fato de que a distorção do estágio de saída MOS-FET em baixos níveis de sinal (devido à propagação da tensão limite, bem como maior resistência de saída) e altas frequências (devido à forte assimetria de capacitâncias e transcondutância) é várias vezes maior do que uma cascata projetada corretamente em transistores bipolares. No entanto, UMZCH com um estágio de saída feito em um MOSFET acaba sendo mais barato na produção no exterior do que nos bipolares. A razão é que os preços dos transistores bipolares e de efeito de campo poderosos no exterior são aproximadamente os mesmos, e os transistores de efeito de campo exigem menos. O OBR dos melhores transistores bipolares importados é significativamente maior que o dos nacionais, porém, ao operar com carga de 4 ohms, eles também precisam ser conectados em paralelo.

É impossível contar com a curta duração da liberação de energia, pois o tempo de formação dos pontos de corrente é medido em dezenas de microssegundos, o que é muito menor que o meio ciclo de baixa frequência. Portanto, o número de transistores de saída deve ser escolhido com base na garantia da operação de cada um deles dentro dos limites do OBR para corrente contínua. Isso leva à necessidade de aumentar o número de transistores de saída, o que é caro e demorado. É por isso que a maioria dos amplificadores comerciais tem substancialmente menos transistores do que o necessário. No entanto, os parâmetros dos transistores operados em violação do OBR degradam-se gradualmente, o que leva a uma deterioração do som.

A segunda razão para a necessidade de um grande número de transistores de saída está relacionada ao fato de que suas características, principalmente a velocidade, começam a se deteriorar com o aumento da corrente muito antes de as correntes máximas permitidas serem atingidas. Assim, para o difundido transistor japonês 2SA1302, formalmente projetado para 15 A, uma queda acentuada na frequência de corte começa a partir de 3 A e, para seu complementar 2SC3281, a partir de 2,5 A. Existem outras razões que levam à conveniência da conexão paralela de vários transistores poderosos. Um aumento na capacitância total do emissor-base leva à passagem direta do sinal do estágio anterior (com uma certa margem de potência) e a largura de banda do seguidor de saída realmente excede a frequência de corte dos transistores de saída. É por isso que neste amplificador foi possível usar transistores de saída relativamente "lentos" sem comprometer as características alcançadas.

O amplificador usa o elemento base da produção doméstica. No caminho do sinal de cada canal, OA K (R) 140UD1101 (3 unid.), Nos circuitos auxiliares - K (R) 140UD14 (08) e KR140UD23 (1 unid. cada). Transistores complementares das séries KT3102 e KT3107 (2 unidades cada), KT632 e KT638 (4 unidades cada), KT502 e KT503 (2 e 1 unidades), KT9115 e KT969 (3 unidades cada) foram usados ​​nas fases preliminares. KT961A e KT639E (4 e 5 peças), bem como KT818G1 e KT819G1 (oito transistores por braço) são instalados nos estágios do estágio de saída do amplificador. O amplificador também usa diodos das séries KD521 ou KD522, KD243B e KD213B.

Na fig. 4 mostra um diagrama esquemático do UMZCH. O filtro passa-baixo de entrada é feito no amplificador operacional (DA1) em uma conexão invertida. O sinal da saída do filtro passa-baixo passa por um "cortador suave" implementado nos transistores VT1-VT4 e diodos VD3-VD14 e, em seguida, vai para o estágio de entrada do próprio amplificador de potência, feito no amplificador operacional DA3. Ele é seguido por um amplificador de tensão de transistor cascode simétrico em VT5-VT8, VT13-VT15 e um amplificador de corrente (seguidor de saída) nos transistores VT16-VT45. Op-amp DA2 desempenha a função de amplificador de sinal no ponto de soma do UMZCH para a operação do indicador de distorção.

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O amplificador de tensão que segue o op-amp DA3 tem uma alta linearidade devido à simetria da estrutura e um OOS local muito profundo (mais de 40 dB). Os circuitos deste OOS, juntamente com R71C46 e DA3, também são usados ​​para formar a resposta de frequência necessária do ganho do loop UMZCH como um todo.

Há uma sutileza em tal cascata: para minimizar as perdas de ganho, a queda de tensão nos resistores nos circuitos emissores dos últimos transistores cascode (na Fig. 4 são R59, R63) deve ser de pelo menos 2,5 V, ou esses resistores devem ser substituídos por fontes atuais. Caso contrário, a linearidade do amplificador de tensão se deteriora. Note que no UMZCH descrito em [5] e especialmente em [3], esta condição não é satisfeita. Para aumentar ainda mais a linearidade (especialmente em altas frequências), a tensão de alimentação do amplificador é selecionada para ser 10 ... 12 V maior que a tensão de alimentação do estágio de saída. Os diodos VD17-VD19 são projetados para acelerar os transientes quando o amplificador sai da sobrecarga, bem como para proteger as junções do emissor dos transistores VT5-VT8 da degradação.

Os circuitos R64C41, R66C42 eliminam a auto-excitação parasita VT13 e VT14, e os diodos VD26, VD27 evitam a saturação dos transistores do estágio de saída (esses diodos devem suportar uma tensão reversa de pelo menos 100 V a uma corrente de 10 μA; a maioria das instâncias de KD521A ou 1N4148 satisfazem esta condição). Uma conexão paralela incomum de transistores nos dois primeiros estágios do seguidor fornece equalização efetiva de correntes através de transistores, eliminando a necessidade de sua seleção. Os capacitores C45, C47-C49 previnem a ocorrência de assimetria dinâmica no estágio de saída.

O diodo Zener VD25 atrasa a ativação dos transistores VT13 e VT14 durante o carregamento dos capacitores de armazenamento da fonte de alimentação, de modo que, no momento em que são ligados, a tensão de alimentação do amplificador operacional atinge +5 ... 7 V e eles entram no modo normal. Essa medida evita picos de tensão de saída quando a energia é ligada. Para o mesmo propósito, a faixa de zero automático na saída UMZCH é limitada a +0,7 V.

Pode parecer incomum conectar resistores em série em circuitos OOS (circuitos R23, R24, R27C17 e R28C18, bem como R45, R46). Isso é feito para reduzir a não linearidade dos circuitos OOS (os valores de resistência dos resistores e a capacitância dos capacitores, embora em uma extensão muito pequena, dependam da tensão aplicada a eles). Pela mesma razão, os resistores R23, R24, bem como R122 e R123 são escolhidos com uma grande margem de dissipação de energia.

Entre outras características dignas de nota, deve-se destacar o dispositivo de polarização inicial para a base de um seguidor de três estágios, construído em VT15 (é montado em um radiador de transistores de saída) e resistores R60-R62 e R65. O coeficiente de temperatura da tensão de polarização é escolhido um pouco maior do que o normal para levar em consideração a diferença de temperatura entre o dissipador de calor e os cristais do transistor de potência.

Não é muito comum usar um capacitor C40. A ausência desse detalhe na maioria dos projetos leva a uma mudança dinâmica na tensão de polarização e a um aumento na não linearidade dos amplificadores em sinais com taxa de aumento ou queda superior a 0,2 ... 0,5 V / μs. E isso tem um efeito muito significativo na magnitude da distorção de intermodulação na região de frequências mais altas. A propósito, o uso de um transistor "lento" (como KT15 ou KT502) como o VT209 evita outro defeito frequente, mas raramente notado - a auto-excitação do transistor em frequências da ordem de 50 ... 200 MHz devido à indutância dos fios. A presença dessa auto-excitação se manifesta em um nível aumentado de ruído e distorção de intermodulação nas frequências de áudio.

O dispositivo "soft limit" nos transistores VT1-VT4 e diodos VD3-VD14 difere porque seu limite depende da tensão de alimentação do estágio de saída, alcançando assim o uso máximo da potência de saída do amplificador.

Para garantir uma operação confiável do UMZCH, o dispositivo de proteção leva em consideração não apenas a corrente que flui através de transistores poderosos, mas também a tensão entre eles. A opção de disparo foi utilizada porque os limitadores de corrente do tipo usual ("cobrindo" os transistores de saída em situações de emergência) não garantem a segurança do amplificador e, além disso, pioram o funcionamento do estágio de saída em altas frequências. O efeito diagnóstico também é importante: o funcionamento da proteção indica que algo está errado no sistema.

O indicador de proteção "Sobrecarga" e o botão de reinicialização da proteção SB1 são colocados fora da placa do amplificador e conectados a ela através do conector XP1 (XS1 - na Fig. 5).

A corrente quiescente de cada um dos transistores VT28-VT35, VT36-VT43 do estágio de saída é selecionada dentro de 80 ... 100 mA, pois em um valor mais baixo as propriedades de frequência de transistores poderosos se deterioram inaceitavelmente.

Como pode ser visto no diagrama, os diodos retificadores e capacitores de armazenamento da fonte de alimentação são atribuídos ao amplificador e localizados na placa de circuito impresso - veja a fig. 2 na primeira parte do artigo. Isso possibilitou reduzir drasticamente (dezenas de vezes) a magnitude da indutância parasita dos circuitos de potência, necessária para garantir baixa emissão de ruído pelo estágio de saída, bem como aumentar a velocidade do amplificador.

A capacitância total dos capacitores de armazenamento na fonte de alimentação do amplificador é de 56 uF por braço e pode parecer muito grande em comparação com os valores comumente encontrados (400 ... 10 uF). No entanto, isso não é um luxo: para garantir ondulações de tensão dentro de 20 ... 000 V em uma corrente de até 1,5 A, é necessária uma capacitância de pelo menos 2 ... 9 μF (intensidade de energia - 45 ... 60 J por canal). A capacitância insuficiente dos capacitores nas fontes de alimentação da maioria dos amplificadores comerciais deve-se exclusivamente a razões econômicas.

A influência dos circuitos de saída - cabos e outras coisas - na transmissão do sinal do amplificador para o alto-falante é quase completamente eliminada. Para isso, foi utilizada uma conexão de carga de quatro fios, emprestada da tecnologia de medição (a comutação usual é fornecida pela instalação de jumpers entre os contatos S2 e S3 das linhas CA e OS correspondentes). Além disso, um circuito RLC é instalado na saída do amplificador, otimizado com a ajuda de um computador e isolando efetivamente o estágio de saída do amplificador de quaisquer influências parasitas em frequências acima de 100 ... 200 kHz. Esta é uma das medidas que possibilitou a implementação prática de uma largura de banda OOS tão grande (6 ... 7 MHz).

Ao contrário da crença popular, deve-se notar que não há realmente nenhuma relação direta entre a profundidade do feedback e a tendência do amplificador à distorção dinâmica. Além disso, estender a largura de banda no loop de feedback e aumentar sua profundidade além da faixa de frequência de áudio torna mais fácil obter nenhuma distorção dinâmica e nenhuma sobrecarga de front-end. Sua sobrecarga com um grande sinal de diferença leva a uma quebra no rastreamento no loop de feedback e "desligando" o OOS. Para evitar esse fenômeno, é necessário reduzir a magnitude do sinal de diferença. O melhor meio deve ser reconhecido como um aumento na profundidade do OOS em altas frequências.

Agora sobre o uso de OOS para melhorar a linearidade. Uma análise do projeto do circuito de muitos amplificadores leva à conclusão de que a maioria dos projetistas, aparentemente, não percebe que a capacidade do CNF de corrigir a distorção depende não apenas de sua profundidade, mas também da localização dessas distorções.

Considere o modelo mais simples de um amplificador de três estágios com OOS (Fig. 6), onde seu diagrama de blocos é mostrado na parte superior com fontes de ruído EMF (en) e distorção (ed) em cada estágio. Abaixo está um circuito equivalente, onde todas as fontes de ruído e distorção são recalculadas para a entrada (ou seja, para o ponto de soma do amplificador). Ao mesmo tempo, torna-se óbvio que o nível absoluto dos produtos de distorção trazidos para a entrada com a introdução do NOS permanece inalterado na primeira aproximação, e o grau de distorção e atenuação de ruído é diretamente proporcional à amplificação da soma aponte para o local onde essas distorções e ruídos ocorrem. A diminuição no nível relativo de distorções com a introdução do NFB ocorre devido ao fato de que o ganho geral ("externo") do sistema diminui e a proporção relativa de ruído e distorção diminui. Se a distorção introduzida pelo estágio de saída de ganho unitário é de fato atenuada por um fator igual à profundidade da realimentação na frequência do produto de distorção correspondente, então a distorção do primeiro estágio, reduzida à sua entrada, não é atenuado em tudo.

É esta circunstância que nos obriga a aumentar ao limite a linearidade inicial de todos os estágios do amplificador percorridos pelo OOS, principalmente os de entrada. Caso contrário, pode acontecer que, após a introdução do OOS, ocorra uma expansão acentuada do espectro de distorções de intermodulação. O mecanismo desse fenômeno é simples: o espectro do sinal de diferença que chega à entrada dos estágios de amplificação propriamente ditos é sempre expandido devido aos produtos de distorção. Ao mesmo tempo, se a profundidade do FOS diminui mais rapidamente com o aumento da frequência do que os níveis de produtos de distorção caem (isso é típico para a maioria dos amplificadores), então a proporção de produtos de distorção de alta frequência na tensão diferencial na entrada com FOS fechado excede o sinal útil. Como a linearidade dos estágios de amplificação geralmente diminui com o aumento da frequência, surgem muitos produtos de intermodulação, alguns dos quais também caem na região de frequência de áudio. É justamente para que esse fenômeno não ocorra que é necessária uma margem suficiente para a linearidade dos estágios de entrada, principalmente no que diz respeito às não linearidades assimétricas.

A faixa de linearidade (em termos de tensão diferencial de entrada) do amplificador operacional KR140UD1101 usado no amplificador é de +0,8 V, que é maior que a de quase todos os amplificadores operacionais com entrada de transistor de efeito de campo. A linearidade do estágio diferencial de entrada do KR140UD1101 devido ao OOS local profundo (na forma de resistores de resistência relativamente alta nos circuitos do emissor) também é muito maior, e a capacitância de entrada é várias vezes menor que a de um op- amplificador com transistores de efeito de campo na entrada. Ao mesmo tempo, a tensão do sinal na entrada do amplificador operacional DA3 (quando o amplificador está operando sem sobrecarga) não excede 1 mV.

A oscilação do sinal na saída DA3 durante a operação normal do amplificador não excede 0,5 V pico a pico. De acordo com os dados de medição nessas condições, o OS KR140UD1101, mesmo antes da cobertura da proteção ambiental, possui uma não linearidade inferior a 50% em frequências de até 0,05 kHz. O amplificador de tensão baseado nos transistores VT5 - VT14, que segue o amplificador operacional, também possui uma linearidade muito alta - sua distorção de intermodulação em frequências médias com oscilação total do sinal é de aproximadamente 0,02 ... 0,03%.

Como resultado, o OOS geral neste amplificador, ao contrário da maioria dos outros, é capaz de suprimir efetivamente a distorção harmônica e de intermodulação introduzida pelo estágio de saída e não apresenta nenhum efeito colateral perceptível. As distorções permanecem associadas aos recursos de design do UMZCH, que são quase completamente determinados pela montagem de captadores das correntes do estágio de saída para os circuitos de entrada do amplificador. O perigo desses captadores é que as formas de onda das correntes que passam pelos circuitos de potência da metade do estágio de saída operando no modo classe AB são significativamente distorcidas em comparação com a corrente na carga. Como resultado, se a interferência dessas correntes não entrar nos circuitos de entrada em simetria exata (o que na prática ainda é impossível de alcançar), ocorre uma distorção perceptível, especialmente em altas frequências, onde os acoplamentos parasitas são amplificados.

Para combater esse fenômeno, várias medidas foram tomadas no projeto da placa de circuito impresso desse amplificador, algumas delas inéditas na engenharia de áudio e características do desenvolvimento da instrumentação de precisão. Por exemplo, para minimizar a indutância parasita de circuitos de alta corrente em circuitos de potência, em vez das tradicionais "latas", são utilizados capacitores de menor capacidade distribuídos pela placa, sendo que a folha de um dos lados atua como um fio comum (mostrado com linhas grossas no diagrama de conexão). Os circuitos de transistores potentes do estágio de saída são extremamente compactos, o que, juntamente com o fio comum distribuído pela placa, reduz a emissão de interferências pelo estágio de saída em mais de uma ordem de grandeza em relação ao projeto tradicional. Além disso, para evitar problemas com captadores nos fios de conexão, todos os circuitos do amplificador são montados em uma placa, incluindo até mesmo os diodos retificadores de potência (VD38-VD41).

Todas essas medidas possibilitaram a criação de um amplificador não apenas de altíssima qualidade, mas também de alta reprodutibilidade de características. Essas vantagens são mantidas em uma ampla gama de condições de operação (temperatura ambiente, carga, fontes de sinal, etc.). O autor não encontrou descrições ou amostras industriais de amplificadores de classe tão alta.

Sobre substituições de semicondutores. Em vez dos transistores KT818G1, o KT818G é adequado em uma proporção quantitativa de 2: 3 (ou seja, 12 peças em vez de 8), bem como KT864A, 2T818A, KT818GM, 2SA1302, KP964A, 2SA1294, 2SA1215, 2SA1216; em vez de KT819G1 - transistores KT819G (também em uma proporção quantitativa de 2: 3) e KT865A, 2T819A, KT819GM, 2SC3281, KP954A, 2SC3263, 2SC2921, 2SC2922. Usando transistores importados complementares 2SA1302 e 2SC3281, 2SA1294 e 2SC3263, bem como KP964 e KP954 a uma tensão de alimentação de ±40 V, seu número pode ser reduzido para quatro por braço, dobrando a corrente quiescente de cada transistor e reduzindo o valor do resistor em os circuitos emissores para 0,5 Ohm.

Ao usar os transistores 2SA1215 e 2SC2921 na mesma tensão de alimentação (+40 V), basta colocá-los três por braço, e os transistores 2SA1216 e 2SC2922 em um radiador grande podem ser colocados apenas dois, naturalmente, com uma diminuição correspondente no resistência dos resistores mencionados. A área total das aletas do radiador para cada canal deve ser de pelo menos 1500...2000 cm2.

O par de transistores KT961, KT639 pode ser substituído por BD139 e BD140, KP961A(B) e KP965A(B), 2SD669 e 2SB649, 2SA1837 e 2SC4793. Um par de KT969, KT9115 substituirá completamente KP959A(B) e KP960A(B) ou BF871 e BF872.

Quanto aos transistores KT632B e KT638A, não faz sentido substituí-los. No entanto, na posição VT8 é permitido usar KT9115, KP960, 2SA1538, 2SA1433, KT9143, na posição VT7 - 2N3906, nas posições VT10, VT45 - 2N5401. Substitua o transistor KT638A na posição VT6 por KT969A, KP959, 2SC3953, 2SC3504, KT9141, na posição VT5 - com 2N3904, nas posições VT9, VT44 - com 2N5551, KT604, KT605, KT602. Os transistores KT3102A podem ser substituídos por qualquer uma desta série ou por BC546 - BC550 (com qualquer índice) e KT3107A complementar a eles - com KT3107 com qualquer outro índice e com BC556 - BC560.

OU KR140UD1101 em UMZCH (DA3) só pode ser substituído por K (R) 140UD11 ou LM118 / 218/318 (doméstico, no entanto, funciona melhor), em outros lugares - com AD841 (que, no entanto, é excessivamente caro). Op-amp KR140UD1408 pode ser substituído por K140UD14, LM108/208/308 ou AD705, OP-97. No filtro passa-baixo de entrada, é útil usar LF356 (KR140UD22), OP-176 para reduzir o ruído. Para o amplificador operacional KR140UD23, o analógico é LF357, também é possível usar o OP-37 (KR140UD26).

Fonte de energia. Dispositivo de proteção e indicação de distorção

Com uma alta capacidade energética dos capacitores da fonte de alimentação, a escolha correta do seu transformador é importante. Isso se deve ao fato de que um retificador operando em um banco de capacitores de alta capacidade cria uma corrente não senoidal nos enrolamentos do transformador, o que está implícito na maioria dos métodos de cálculo do transformador. O valor de pico (até 50 A) e a taxa de aumento de corrente neste caso são significativamente maiores do que com uma carga resistiva. Isso aumenta drasticamente a emissão de interferência por circuitos de energia. Além disso, a queda de tensão nos enrolamentos é maior do que quando o transformador está operando com uma carga ativa de igual potência. As perdas nos enrolamentos são determinadas pela corrente de pico e a potência de saída do retificador é determinada pela média. Portanto, o transformador para UMZCH deve ser muito potente, com baixa resistência de enrolamento. Para reduzir a interferência, a indução do campo magnético neste transformador deve ser reduzida em relação aos valores convencionais [8]. Também deve ser levado em consideração que a potência consumida pelo amplificador ao operar em uma carga complexa é visivelmente maior do que em uma carga ativa (ver Fig. 3 na primeira parte do artigo - "Rádio", 1999, nº 10 ).

O valor máximo de ondulações em capacitores de óxido é padronizado pelos fabricantes e, para grandes capacitores em temperatura ambiente e frequência de ondulação de 100 Hz, raramente é permitido mais de 8 ... 10% da tensão operacional. A vida útil mesmo dos melhores capacitores com tais ondulações e a temperatura indicada na caixa (85 ou 105°C) geralmente não ultrapassa 2000 horas, aumentando cerca de duas vezes e meia com a diminuição da temperatura a cada 10°C [9]. No entanto, amplificadores de concerto e domésticos, por razões econômicas, são projetados com uma capacitância de capacitores muito subestimada (e ondulações superestimadas), pois acredita-se que um amplificador de concerto não viverá mais do que o período de garantia (será queimado ou quebrado antes), e os amplificadores domésticos, via de regra, não consomem mais de 10% de sua potência. rotatividade, resistência em série equivalente (ESR - abreviação em inglês) de capacitores classificados para temperaturas de até 105 ° C, ceteris paribus, é quase o dobro , e as correntes permitidas são menores que as menos resistentes ao calor (até 85 ° C).

No amplificador descrito, o valor relativo das ondulações nos capacitores do filtro em plena carga é escolhido para ser de aproximadamente 5%, o que levou a uma capacitância total no braço na faixa de 50 ... 60 μF.

Suponhamos que a diminuição da tensão de saída do retificador a plena carga não exceda 5...7% (tensão em vazio - 42...43 V, com uma corrente de 9...10 A cai para 39...40 V, o que corresponde a uma perda de 10...15% de potência). Nesse caso, é fácil determinar que a impedância de saída do retificador não deve exceder 0,2 ... 0,25 Ohm. Com o valor de ondulação selecionado, isso requer que a resistência total dos enrolamentos primário e secundário reduzida à saída não seja superior a 0,05 ... 0,06 Ohm por braço. Deste ponto de vista, é melhor usar dois transformadores separados para cada canal, pois será mais fácil colocar os enrolamentos.

É sabido que, para garantir a operação confiável do AU, o projeto UMZCH deve fornecer medidas para protegê-los da aplicação de tensão direta e sinais de frequência infrassônica a eles. Além disso, devido à grande capacitância total dos capacitores de alimentação e à baixa resistência dos enrolamentos do transformador, a inclusão de tal fonte de alimentação na rede sem limitação de corrente é inaceitável - a corrente de carga dos capacitores pode fazer com que os fusíveis quebrem desarme e os diodos retificadores falharem. Portanto, o UMZCH proposto é equipado com automação que fornece carregamento "suave" dos capacitores da fonte de alimentação, reiniciando com uma perda de tensão de rede de curto prazo, além de desligar o alto-falante durante a inicialização do amplificador e quando uma tensão constante aparece na saída do UMZCH.

Uma característica dos circuitos de alimentação e automação é que os capacitores de óxido não são usados ​​em circuitos de ajuste de tempo. Segundo o autor, eles reduzem a confiabilidade de tais dispositivos e a estabilidade de suas características. A confiabilidade operacional de todo o amplificador devido ao cumprimento de todas as restrições aos modos de operação dos transistores, segundo o autor, é significativamente aumentada, portanto, a proteção dos alto-falantes da tensão CC na presença de um capacitor de isolamento C1 no UMZCH entrada (veja o diagrama na Fig. 4 na segunda parte do artigo - "Rádio ", 1999, nº 11) na versão amadora do amplificador é opcional. No entanto, esse recurso foi introduzido na preparação desta publicação.

Como pode ser visto no diagrama do circuito (Fig. 7), dois transformadores são usados ​​para alimentar o UMZCH. O primeiro - poderoso T1 - possui enrolamentos independentes para alimentar os estágios de saída de um amplificador de dois canais, o segundo - T2 de baixa potência, alimenta os estágios preliminares com o amplificador operacional e a unidade de automação. Isso melhorou a imunidade a ruídos e reduziu o custo da unidade, pois é mais fácil selecionar transformadores padrão.

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Os requisitos para o transformador T1 para um amplificador estéreo são os seguintes: corrente sem carga - não mais que 40 mA (isso é em uma tensão de rede de 242 V), a resistência do enrolamento primário não deve ser superior a 1,2 Ohm, a resistência total entre as extremidades de ambas as metades do enrolamento 2x30 V - não mais que 0,07 ... 0,08 Ohm. A tensão de circuito aberto entre o ponto médio e cada extremidade do enrolamento deve estar entre 29 ... 31 V (com uma tensão de rede de 220 V). Os enrolamentos adicionais para obter tensões retificadas de +52 ... 54 V devem ter uma tensão de circuito aberto de 8 ... 9 V e uma resistência não superior a 1 Ohm cada. A assimetria de tensão total dos enrolamentos não deve exceder 0,3 V.

Ao calcular independentemente o transformador T1 para o circuito magnético disponível com uma seção transversal de pelo menos 10 cm2 (pelo menos 6 cm2 para transformadores separados), é aconselhável usar as recomendações em [8]. Observe que os núcleos magnéticos da haste (PL) com juntas retificadas cuidadosamente não são inferiores aos núcleos do anel (OL) em vários indicadores com enrolamento de bobinas mais tecnológico.

A corrente sem carga do transformador T2 não deve exceder 10 mA (a uma tensão de rede de 242 V) e a resistência de seu enrolamento primário não deve exceder 150 ohms. Dois enrolamentos secundários conectados a VD20, VD26 devem ter uma tensão de circuito aberto entre os terminais extremos de 34 ... 38 V e uma resistência de até 3 ... 4 Ohms, e o terceiro enrolamento - 25 ... 29 V e uma resistência não superior a 2 Ohms. Todos os três enrolamentos têm uma derivação do ponto médio, a assimetria de tensão em suas metades é permitida não mais que 0,2 V.

É altamente desejável que os transformadores tenham enrolamentos de blindagem.

Por exemplo, um poderoso transformador T1 pode ser feito em um circuito magnético de núcleo PLM 32x50x90 feito de aço de alta qualidade E330A (com um valor de indução de pico de 1,1 T).

Todos os enrolamentos potentes são divididos de forma que suas seções, colocadas em duas bobinas idênticas, sejam conectadas em série, enquanto a corrente de qualquer um dos enrolamentos passa por ambas as bobinas - nesse caso, a interferência é mínima.

Em cada seção, o enrolamento da rede (terminais extremos 1-2) contém 285 voltas de fio Ø1,4 mm. Os enrolamentos secundários 4-5, 5-6 e 9-10, 10-11 também são divididos ao meio, enquanto cada uma das oito seções contém 40 voltas de fio Ø2 ... 2,1 mm; os enrolamentos 3-4, 6-7, 8-9, 11-12 não são seccionados, têm 24 voltas cada e são enrolados em dois fios Ø0,5 mm.

Para enrolamentos, use fio PEV-2 ou similar. O enrolamento da tela é um circuito aberto de folha de alumínio laminada com lavsan. O contato com ele é feito com a ajuda de uma tira de malha estanhada colocada sob ele. O enrolamento da tela é colocado entre os enrolamentos primário e secundário. As bobinas são enroladas em uma manga com densidade máxima de empilhamento.

Considere o trabalho de automação. A corrente inicial do transformador T1 quando o amplificador é ligado com o botão SB1 é limitada pelos resistores R11 e R12 (Fig. 7). Além disso, após cerca de 20 s, esses resistores são desviados por um par antiparalelo de optotiristores VS1 e VS2 e, após 8 s, o AC é conectado. A sequência de tempo é definida usando a máquina de estado finito mais simples nos microcircuitos DD3 e DD4, e o gatilho DD5.2 é usado para vincular o momento em que os optotiristores são ligados ao momento de baixa tensão instantânea na rede. O gatilho DD5.1 ​​é realmente usado como um inversor.

Após ligar SB1 na saída do elemento DD1.4, devido à ação do circuito R10C9, uma tensão de nível baixo é mantida por cerca de 2 s, através do inversor DD3.2 ele zera os contadores DD4. Nesse estado, os optotiristores (assim como o relé K1) são desligados, o transformador T1 é conectado à rede por meio de resistores de lastro e a carga do amplificador é desconectada. No final do modo de reinicialização, o gerador de pulsos e o divisor de frequência como parte do DD4 são ativados. Ao mesmo tempo, pulsos com frequência de aproximadamente 1 Hz aparecem na saída da primeira seção do divisor (pino 4 DD2). Através do elemento DD3.1 eles passam para a entrada da segunda seção do divisor de frequência. Após a passagem de 32 pulsos, um nível alto no pino 5 do DD4, seguindo pelo DD5.2, abre o VT1, que controla os optotiristores VS1 e VS2. Após outros 16 pulsos subseqüentes, um nível baixo na saída de DD3.3 bloqueia a contagem adicional e, após a inversão no gatilho D DD5.1, abre VT2, que liga o enrolamento do relé K1.

O dispositivo de controle de tensão de rede é feito nos resistores R20-R22, capacitor C8, diodos VD12-VD14 e elementos DD1.3, DD1.4. Se intervalos em períodos ou "quedas" acentuadas de tensão aparecerem na tensão de rede, a tensão no ponto de junção de R22 e C8 torna-se menor que o limite para DD1.3 (4 ... 5 V), o que leva a um reset de DD4 através dos elementos DD1.4 e DD3.2 .5. Os pulsos com uma frequência de rede para clock dos flip-flops D DD3.4 são obtidos da saída de DD0,6. O aparecimento durante o processo de inicialização na saída UMZCH de um componente constante maior que 0,7 ... 4 V causa a operação de qualquer um dos comparadores DA3.2 e, através de DD4, também redefine DDXNUMX, que bloqueia o processo de comutação.

O uso de dois optotiristores em vez de um optotiristor se deve ao fato de que, em primeiro lugar, os optotiristores são menos escassos e, em segundo lugar, os triacs são inerentes à assimetria da queda de tensão, que causa a magnetização do circuito magnético do transformador por corrente contínua. Isso aumenta drasticamente os captadores.

Os alto-falantes são conectados ao amplificador por dois grupos de contatos de relé normalmente abertos K1. O local ideal (do ponto de vista de minimizar a distorção) para ligar o par de contatos do relé está no espaço entre o próprio amplificador e o filtro RLC de saída (o capacitor C52 permanece conectado a L1, R118 - veja o diagrama na Fig .4). Na placa de circuito impresso do amplificador, são fornecidos pontos de solda para o cabo plano "" que vai para os contatos do relé. Na prática, no caso de uma conexão de carga a quatro fios, os contatos do relé também podem ser conectados à saída do filtro RLC, em uma quebra de fio entre o ponto de conexão L2, R120, R121 e o circuito de saída UMZCH (+ AC) com capacitor C79 (está localizado nos terminais para conectar AC). Devo dizer que o relé não é um elemento muito confiável, pois seus contatos podem "queimar" (um cabo plano com condutores alternados "para frente" e "retorno" é usado para reduzir a indutância parasita).

Uma solução mais confiável é construir proteção CA baseada no desvio da saída do amplificador com um triac poderoso que pode suportar a corrente através de transistores quebrados do estágio de saída. No entanto, a capacitância de um triac tão poderoso é muito grande e, o mais importante, não linear (dependente da tensão). Portanto, o uso de tal elemento aumenta a distorção de intermodulação em frequências de áudio mais altas em até centésimos por cento.

Uma característica distintiva do dispositivo de detecção de tensão CC na saída do amplificador é o uso de um filtro passa-baixa de duas seções. Devido a isso, as constantes de tempo dos filtros são reduzidas e os capacitores de óxido são excluídos, a confiabilidade, sensibilidade e velocidade do dispositivo de proteção são aumentadas. O tempo de operação a partir do momento do aparecimento de uma tensão constante de 2 V não excede 0,25 s, a uma tensão de 20 V - não mais que 0,08 s. Quando a proteção CA é acionada, os optotiristores também são desligados.

O dispositivo de indicação de distorção em cada canal é uma combinação de um nó de limite com uma zona morta (também chamado de comparador de "janela"), construído em dois elementos DA3.1, DA3.2 e um multivibrador de espera digital com um reinício (na "metade" DD2 correspondente). O princípio de seu funcionamento é baseado no fato de que no estado inicial a conta é bloqueada por um nível alto na saída do quarto gatilho do contador. Quando o contador é zerado, causado pela operação de qualquer um dos dois comparadores combinados na saída, um nível baixo na saída do quarto gatilho simultaneamente permite a contagem e acende o LED de indicação de distorção (HL1 ou HL2, respectivamente). Com a chegada do oitavo pulso de clock, o contador retorna ao seu estado original, bloqueando a contagem. Ao mesmo tempo, o LED correspondente apaga. Assim, a indicação de sobrecarga é válida durante todo o tempo em que a tensão nas entradas dos comparadores ultrapassar a zona morta e permanecer por mais 7-8 períodos de pulsos de clock (3 ... 3,5 s) após os comparadores retornarem aos seus Estado original.

Comparadores de "janela" semelhantes nos elementos DA4 também foram usados ​​para determinar a presença de um componente constante na saída UMZCH. As tensões de referência (0,5 ... 0,6 V) para os comparadores são definidas pelos estabilizadores paramétricos R18VD18 e R28VD19. A conversão dos níveis de saída dos comparadores alimentados por tensões de +12 V para os níveis dos circuitos lógicos alimentados por uma fonte de +12 V é realizada nos resistores R3 e R4, R7 e R8, R19 e R29. O circuito R25C12 fornece a ativação e desativação forçada do relé K1. O relé Omron usado pelo autor tem uma tensão de resposta nominal de 12 ... 15 V e uma corrente de 40 mA. No entanto, você pode escolher um relé doméstico, se necessário, alterando as classificações dos elementos R25, R45, C12. O único requisito fundamental para isso é que seus contatos sejam dimensionados para uma corrente de pelo menos 15 A a uma tensão de pelo menos 50 V.

Os estabilizadores da fonte de alimentação para ambos os canais do amplificador são feitos nos microcircuitos DA5-DA8. O uso de microcircuitos de estabilizadores ajustáveis ​​KR142EN12 (LM317) e KR142EN18 (LM337) é causado por dois motivos. Em primeiro lugar, para aumentar as características de frequência e a faixa dinâmica dos amplificadores operacionais, sua tensão de alimentação foi escolhida próxima ao máximo permitido (+18 V) e fora do padrão - +16,5 ... 17 V. Neste amplificador, isso é bastante aceitável, pois os amplificadores operacionais são carregados fracamente na saída. A tensão de saída necessária dos estabilizadores é definida por resistores externos. Em segundo lugar, devido ao uso dos capacitores C25, C28, C35 e C38, a supressão de ondulações e ruído dos estabilizadores é melhorada em uma ordem de grandeza (em comparação com microcircuitos para uma tensão de saída fixa) - eles não excedem 0,2 mV. Fontes de alimentação isoladas separadas são usadas para cada canal para evitar loops de terra.

A tensão de rede é introduzida através de um filtro formado pelos elementos C17-C20 e T3 - o chamado transformador de modo comum (ou bobina de modo comum). Este último é um enrolamento de três fios dobrados juntos em um feixe em um anel de ferrite de tamanho grande. O número de voltas de enrolamento não é crítico; para um circuito magnético anular com seção transversal de aproximadamente 1 cm2 feito de ferrita, por exemplo, grau 1500NM, cerca de 20 voltas são suficientes. Este filtro melhora significativamente a proteção do amplificador contra interferências provenientes da rede elétrica. Todas as conexões nos circuitos de entrada de rede devem ser feitas com um fio com seção transversal de pelo menos 2 mm2. O filtro R35R36C21 impede a penetração de interferência da operação dos tiristores VS1, VS2 em circuitos de baixo sinal através do transformador T2. A chave SB2, denominada em equipamentos estrangeiros como “Ground Lift” (desconexão do “terra”), permite, se necessário, desconectar a caixa do amplificador do aterramento de proteção da rede, se houver.

A propósito, com o mesmo objetivo de aumentar a imunidade a ruído deste amplificador, os transformadores de modo comum também são incluídos nos circuitos de sinal de entrada. Este detalhe muito útil no design do equipamento é frequentemente esquecido ou guardado nele. Portanto, algumas pequenas empresas (como a Transparent Audio Technology) estabeleceram um negócio muito lucrativo vendendo cabos de interconexão com transformadores de modo comum integrados (às vezes com filtros de ruído) para melhorar a imunidade ao ruído do equipamento. Realmente há um benefício nisso, mas não chega a $ 500 (o preço não é a interconexão mais cara da empresa mencionada).

Sobre possíveis substituições de elementos

O chip K1401CA1 é um análogo exato do LM339 (BA10339, KA339, KIA339, HA17339, μPC339). Na ausência deles, você pode usar o K554CA3. O análogo de KR1157EN1202 (no pacote KT-26) é o chip 78L12 (outros análogos podem ter uma diferença na pinagem) e KR1168EN12 é 79L12. Em vez de KR142EN12, LM317, KA317 são bastante adequados e, em vez de KR142EN18 - LM337, KA337 (todos em casos TO-220). Durante a instalação, eles devem ser instalados em radiadores com área de 15 ... 25 cm2. Os transistores KT972 (VT1, VT2) podem ser substituídos por qualquer transistor composto da estrutura npn (por exemplo, KT829), projetado para uma corrente de pelo menos 150 mA ou transistores que mantêm um alto coeficiente de transferência de corrente (mais de 60) em uma corrente de 100 mA, por exemplo, KT815 . Diodos KD243 é um análogo de 1N4002-1N4007, KD521 - 1N4148.

Resistores R11, R12 - tipo C5-16 ou grupo PE. O principal requisito para eles é a capacidade de suportar sobrecargas de curto prazo durante o carregamento dos capacitores da fonte de alimentação. Deste ponto de vista, os resistores domésticos são mais confiáveis. Capacitores C1, C2, C6, C7, C24, C27, C34, C37 - cerâmicos, para tensão de 25 V, por exemplo, KM-6, K10-17, K10-23 ou similares importados, o grupo TKE é H30 , embora H70 também seja aceitável . Capacitor C16 - filme (K73-9) ou cerâmica (K10-17) do grupo TKE não é pior que M1500. Capacitores C4, C5, C8-C11, C13, C14 - K73-17 ou similares importados. Capacitores de supressão de interferência C17-C21 - tipo K78-2 ou similares importados, especialmente projetados para operação em circuitos de filtragem (seu corpo geralmente é pontilhado com crachás de certificação de segurança).

Capacitores de óxido - K50-35 ou análogos importados. Os resistores R37-R44 devem ser precisos (séries C2-13, C2-26, C2-29, etc.) ou selecionados entre MLT, OMLT, C2-23 com valores próximos. Resistores de alta potência - 2 W - MLT, OMLT, S223 ou seus análogos importados. Os resistores de baixa potência restantes podem ser de carbono - C1-4, BC e assim por diante. As pontes retificadoras KTs405 são intercambiáveis ​​com KTs402, KTs404 ou um conjunto de diodos KD243 (1N4002-1N4007). Como optotiristores VS1, VS2, qualquer um da série TO125 com uma classe de tensão de 6 ou mais (TO125-10-6, TO125-108, TO125-10-10, TO125-12,5-6, TO12512,5-10, etc. ) .P). Você também pode usar a série TO132.

As pontes retificadoras da série KTs407 também podem ser substituídas por um conjunto de diodos KD243 (1N4002-1N4007).

Se o amplificador for planejado para ser usado frequentemente em potência máxima, é útil energizar as pontes retificadoras no amplificador (VD38-VD41 na Fig. 4), incluindo um par de diodos KD213 em paralelo em cada braço da ponte e, se possível, substitua-os por KD2997 mais potentes. Os diodos retificadores de baixa frequência não devem ser usados ​​​​devido ao efeito pronunciado da "recuperação de salto": o diodo desliga com um atraso para a absorção dos portadores de carga acumulados. O fim desse processo gera grande interferência. Diodos de derivação com capacitores não ajudam muito. Com diodos de alta frequência (KD213, KD2997, KD2995, etc.), esse problema não ocorre.

Você também pode usar diodos Schottky classificados para uma tensão de pelo menos 100 V. Quanto ao uso de diodos de alta frequência importados, eles devem ser levados para uma corrente de pelo menos 30 A, pois esse valor, como regra, para diodos de alta frequência estrangeiros é uma corrente de pico permitida ou uma corrente retificada média para uma carga ativa, e não uma corrente retificada média ao trabalhar em um filtro capacitivo, como para a maioria dos diodos domésticos. Em particular, podemos recomendar os diodos 40CPQ100 e 50CPQ100 (IR), mas seu preço de varejo é de cerca de US$ 6...7.

Para evitar problemas causados ​​pelo uso de componentes defeituosos e abaixo do padrão ao repetir o amplificador, recomendamos que você preste atenção à verificação deles. Encontrar uma peça defeituosa em um amplificador de banda larga com feedback profundo e acoplamento direto de dezenas de transistores quase certamente exigirá mais esforço do que pré-verificar os elementos.

Verificação de componentes

Apesar de o circuito e o design do amplificador apresentado garantirem o alcance das características declaradas (ao definir apenas um parâmetro - a corrente quiescente com o resistor R60), isso não significa de forma alguma que os componentes não precisem ser verificados antes instalação.

Esta situação é causada pelo fato de que a "dissolução" de um pequeno número de produtos defeituosos entre produtos bons é praticada não apenas pelo sudeste, mas também por muitas empresas ocidentais, especialmente na entrega para uma rede de varejo e para a Rússia. As empresas domésticas também costumam "descarregar" nos mercados de varejo ou rádio, juntamente com produtos bons e defeituosos.

Como resultado, a probabilidade de comprar itens abaixo do padrão para uma pessoa física, de acordo com as estimativas e experiência pessoal do autor, é pouco inferior a 2...4%. Em outras palavras, em média, dois ou três elementos em cem acabam sendo defeituosos, e isso apesar do fato de haver mais de duzentas partes em cada canal do amplificador.

Considerando que a busca por elementos defeituosos em uma estrutura já montada demanda muito tempo e esforço, e também que um elemento defeituoso pode levar à falha de outros, torna-se óbvia a necessidade de controle de entrada de componentes.

O problema da confiabilidade é complicado pelo fato de que as especificações técnicas para muitos componentes nacionais e estrangeiros têm apenas um pequeno (e muitas vezes insuficiente) conjunto de parâmetros que são convenientes para o controle da produção em massa. Ao mesmo tempo, várias características importantes, como, por exemplo, a corrente crítica e a resistência de volume do coletor de transistores bipolares, simplesmente não são padronizadas e não são verificadas durante a produção, apesar de sua influência não poder ser negligenciada. Portanto, uma situação é bem possível quando, por exemplo, uma determinada instância de um transistor é formalmente utilizável, mas é indesejável instalá-lo no projeto, pois qualquer um de seus parâmetros que não são regulados nas especificações de entrega acaba sendo muito pior do que a média para componentes deste tipo.

É por isso que, ao montar dispositivos de última geração, é necessária uma verificação completa dos componentes. Quanto à parte principal dos elementos passivos (resistores, capacitores de baixa capacidade, diodos, diodos zener), verificá-los não causa problemas. Os resistores são verificados com um ohmímetro quanto a um desvio permitido do valor nominal, bem como quanto à confiabilidade do contato (para resistores domésticos dos tipos C1-4 e BC, as tampas de contato são mal enroladas). Além disso, as conclusões dos resistores domésticos geralmente requerem estanhagem antes da montagem. É inaceitável usar fluxos ativos, e é melhor usar uma borracha de "tinta" para limpar os cabos. Os tipos recomendados de resistores de baixa potência são MLT, OMLT S2-23.

Os requisitos mais altos são colocados nos resistores R1, R2, R7, R20, R22 - R24, R29 - R31, R36, R40, R122, R123. Esses resistores devem ser dielétricos de metal ou, melhor ainda, filme de metal (Metal Film) - MLT, OMLT S2-23, S2-13, S2-26, S2-29V.

Ao selecionar resistores, se estiverem com tolerância de ± 2% ou mais, é desejável manter as seguintes relações:

[(R23+R24+R122+R123)/(R30+R31)]x(R29/(R36+R40)]=1 - com um desvio não superior a 1...3%;

[(R23+R24+R122+R123)/R30]x[R29/(R36+R40)]=2 - com um desvio não superior a 2...3%.

A maioria dos resistores importados vendidos na Rússia são de carbono (carbono), portanto, ao comprar resistores importados, em vez dos anteriores, existe o risco de comprar resistores de carbono ou compostos sob o disfarce de metal dielétrico. Nesse caso, é melhor focar em resistores com tolerância de 1% ou menos, que são carbono apenas em falsificações. As principais desvantagens dos resistores de carbono e compostos são uma grande não linearidade (até 0,05 ... 0,1%) e aumento do ruído quando a corrente flui através deles.

O ruído dos resistores é a soma da termodinâmica (com densidade espectral ) e excesso de ruído (corrente), que se manifesta quando a corrente flui através do resistor e é causado por flutuações de resistência. Na faixa de frequência de áudio, a magnitude desse ruído para resistores de carbono pode exceder 10 μV (por década de frequência com uma queda de tensão de 1 V). Como regra, esta é uma ordem de grandeza ou mais do que o ruído térmico de tal resistor.

Devido ao excesso de ruído dos resistores, o ruído próprio do amplificador aumenta com o aumento do nível do sinal, e quando são usados ​​resistores de carbono como R1, R7, R22, R23, R24, esse aumento pode chegar a 20..30 dB! O uso de resistores de filme metálico elimina esse problema: seu ruído é de 0,1 ... 0,5 μV / V, para resistores de metal dielétrico é ligeiramente superior a 0,5 ... 2 μV / V.

Resistores R1, R2, R7, R20-R31, R35R40, R42-R46, R59, R63, R94-R109, R122, R123 é desejável usar metal dielétrico (MLT, OMLT, C2-23). Também é desejável selecionar R38, R44 e R59, R63 em pares para que eles difiram não mais que 2...3%.

Os requisitos para outros resistores são muito menores. Assim, os resistores R3-R6, R8-R19, R32, R34, R47-R58, R61, R62, R64-R93, R110-R117 e até R33, R37, R39, R42, R43 podem ser à base de carbono sem comprometer as características do amplificador. Resistor trimmer R60 - cermet SPZ-19a (cermet ou "polímero" também é adequado para importados). O uso de outros resistores de sintonia, especialmente de design aberto, não é recomendado devido à baixa confiabilidade. Como resistores R118-R121, o autor usou os importados disponíveis (como SQP), mas eles são substituíveis por C5-16 ou MLT C2-23 de dois watts conectados em paralelo, etc.

É aconselhável usar capacitores de cerâmica com capacidade de até 1000 pF - K10-7v, K10-17, K10-43a, K10-47a, K10-506 (grupos TKE PZZ-M75), de importados - capacitores do grupo NPO . Capacitores de grupos menos estáveis ​​termicamente são feitos de ferroelétricos com propriedades não lineares, efeitos piezoelétricos e piroelétricos e outras "vantagens". A notoriedade dos capacitores cerâmicos em circuitos de áudio está associada justamente a essas características. Capacitores com baixo TKE se comportam, via de regra, perfeitamente. Você também pode usar capacitores de esmalte de vidro SKM, K22U-16, K22-5. Dos capacitores de filme de pequena capacidade, é permitido o uso de poliestireno (PM, K70-6) e similares importados; no entanto, a indutância parasita inerente a eles pode reduzir as margens de estabilidade.

O controle de pequenos capacitores é reduzido para verificar sua resistência de vazamento (pelo menos 100 MΩ), valor de capacitância (tolerância de até ± 5%) e tensão de ruptura de pelo menos 25 V (exceto para C46, ​​​​que deve suportar 50 V). Se o medidor de capacitância usado permitir determinar o fator de qualidade (ou o recíproco da tangente de perda), então, para capacitores utilizáveis, o fator de qualidade nas frequências de 100 kHz - 1 MHz deve ser de pelo menos 2000. Valores menores indicam um defeito no capacitor. Dispositivos recomendados - E7-12, E7-14.

Os capacitores C6, C8, C10-C12, C15, C19, C25, C40-C44 são capacitores de bloqueio, portanto não há requisitos especiais para eles. No entanto, é desejável usar capacitores de cerâmica KM-5, K10-17, K10-23 e similares com o grupo TKE não pior que NZO (X7R para capacitores importados). Isso se deve ao fato de que para capacitores dos grupos H70H90 (Z5U, Y5V), em frequências acima de alguns megahertz, a capacitância real cai visivelmente. Faz sentido verificá-los apenas quanto à ausência de quebra (presença de capacitância) e quebra na tensão de 25-30 V.

Filme capacitor C1 isolante, de preferência polipropileno, poliestireno ou policarbonato (K78-2b, K71-4, K71-5, K71-7, K77-1, K77-2a). No entanto, suas dimensões, exceto para K77-2, são muito grandes e, portanto, o autor usou capacitores lavsan K73-17, selecionados de acordo com o fator de qualidade nas frequências de 100 Hz (pelo menos 700) e 1 kHz (pelo menos 200) . A diferença de capacitância nas frequências de 100 Hz, 1 kHz e 10 kHz não deve exceder 3%.

Infelizmente, a probabilidade de casamento em K73-17 de baixa tensão em lotes individuais é muito alta, portanto, na ausência de instrumentos de medição, é recomendável usar instrumentos de tensão mais alta (para 160 ou 250 V). Pela mesma razão, capacitores de alta tensão são usados ​​como C77, C78. A propósito, observo que um estudo de capacitores importados de marcas populares entre os audiófilos (por exemplo, MIT, SOLEN) não mostrou vantagens mesmo sobre os bons espécimes K73-17, sem falar no K78-2 e principalmente no K71 -7.

O valor de C1 é escolhido na condição de obter uma frequência de corte de cerca de 20 Hz, mas ao usar um amplificador com um pequeno alto-falante, faz sentido aumentar a frequência de corte para 40...50 Hz para evitar sobrecarregar o cabeças de alto-falante de baixa frequência. A qualidade, e muitas vezes a "quantidade" dos graves, é ainda melhorada pela redução da distorção causada pelo curso excessivo do cone. A variação da capacitância dos capacitores C1 nos canais PA não deve ultrapassar 5%.

Capacitores C5, C9, C31, C32, C35, C37, C39, C45, C47-C51, C77, C78 - Lavsan - K73-17 ou similares importados (Mylar, poliéster). O principal requisito para eles são pequenas dimensões e indutância parasita moderada (não mais que 0,02 ... 0,04 μH). Após a compra dos capacitores, é desejável verificar sua resistência equivalente em altas frequências (veja abaixo), pois há defeito no contato do revestimento de alumínio das placas com a extremidade fundida do capacitor à base de zinco ou estanho-chumbo solda. Isso é mais importante para C47 - C49, C77 e C78. O componente ativo de sua resistência não deve exceder 0,2 ... 0,3 Ohm.

Capacitores C52 e C79 - polipropileno, K78-2 ou similares importados com baixa indutância (supressão de interferência). Sua substituição por capacitores de outros tipos é indesejável, mas a capacitância não é crítica: o valor de C52 está entre 4700-2200 pF, C79 - 1500 - 3300 pF. A verificação é reduzida para controlar por tensão permitida (pelo menos 50 V), capacitância e fator de qualidade (pelo menos 1000 a uma frequência de 100 kHz ou 1 MHz).

Capacitores de óxido C2, C4, C13, C14, C20, C27, C30, C33, C53-C76, C80, C81 - doméstico K50-35, K50-68. Na hora de escolher capacitores importados, não é tanto o fabricante que importa, mas sim suas características reais. Os melhores são capacitores com baixa indutância e baixa resistência em série equivalente - ESR (nos importados, este é o grupo "Baixa ESR"). Destinam-se principalmente à comutação de fontes de alimentação. Capacitores semelhantes são produzidos por muitos fabricantes, mas são mais caros que os convencionais e sua compra geralmente só é possível por encomenda. De capacitores convencionais, produtos Hitachi, Marcon, Nichihon, Rifa, Rubicon e Samsung podem ser recomendados. A propósito, uma análise cuidadosa dos catálogos dos fabricantes de capacitores de óxido mostra que os chamados capacitores "For Audio" de grande capacidade, na melhor das hipóteses, nada mais são do que capacitores do grupo "Low ESR" com uma marcação alterada.

A verificação de capacitores de óxido de capacidade relativamente pequena (C2, C4, C13, C14, C20, C27) é reduzida para medir sua corrente de fuga na tensão nominal (não mais que 10 ... 20 μA), bem como avaliar sua indutância e ESR . O método para medir a corrente de fuga é óbvio e a determinação da resistência em série e da indutância é realizada da seguinte maneira.

Através de um capacitor conectado em série com um resistor sem fio R = 300-750 Ohm (0,5-1 W) a um gerador de sinal senoidal com uma tensão de saída de pelo menos 5 V, uma corrente alternada de várias frequências é passada e o a tensão através dele é medida com um milivoltímetro ou osciloscópio. Um gráfico da dependência da tensão no capacitor na frequência na faixa de 1 kHz ... 1 MHz é plotado em coordenadas logarítmicas ao longo de ambos os eixos (Fig. 8). Geralmente tem a forma de um ângulo obtuso com a parte superior para baixo, e o curso do ramo esquerdo é determinado pela capacitância efetiva do capacitor, o aumento de tensão em frequências mais altas está associado à indutância parasita do capacitor e ao " nitidez" do ângulo depende da resistência em série.

Esses valores com precisão suficiente para a prática podem ser determinados no gráfico da seguinte maneira.

Primeiro, encontre a tensão U1 correspondente ao mínimo da curva. Em segundo lugar, eles constroem tangentes aos "ramos" ascendentes da curva e marcam o ponto de sua interseção (Fig. 8). A tensão e a frequência correspondentes ao ponto de interseção são indicadas como U2 e fo, respectivamente.

Depois disso, é fácil encontrar o ESR, a capacitância efetiva e a indutância parasita do capacitor usando as fórmulas:

onde Rep - EPS, UG - tensão do gerador.

Naturalmente, basta construir um gráfico para apenas uma ou duas instâncias de capacitores, a impedância do restante é verificada em dois ou três pontos em frequências correspondentes à resistência mínima em série e em uma frequência de cerca de 1 MHz. O valor permitido de EPS não é superior a 0,1 ... 0,15 Ohm para capacitores de 4700 e 3300 microfarads e não superior a 1,5 Ohm para capacitores de 220 microfarads. Suas indutâncias permitidas são, respectivamente, não mais que 0,02 ... 0,05 μH.

Se for impossível verificar os capacitores de óxido de alta capacidade para "seguro", eles podem ser desviados com filme ou cerâmica para a tensão apropriada com uma classificação de vários microfarads.

A verificação dos diodos de baixa potência, além de monitorar a tensão direta (não mais que 0,7 V em uma corrente de 20 mA), é reduzida para avaliar sua corrente de fuga em uma pequena tensão reversa de 3 ... medições de pelo menos 6 MΩ , por exemplo, VK100-7, VK9-7. Assim, para VK15-7, no limite de 9 MΩ, a corrente da deflexão total da agulha é de 100 nA, e seu desvio perceptível já ocorre na corrente de 60 nA. Ao medir a corrente reversa, os diodos devem ser protegidos da luz.

Os requisitos mais rigorosos para corrente de fuga são impostos em VD1, VD2, VD15, VD16 (não mais que 2...3nA a uma temperatura de +60...80°C); para VD9-VD14, uma corrente não superior a 10 ... 15 nA é permitida. Digno de nota são os requisitos para os diodos VD26, VD27 - esta é uma queda de tensão direta não superior a 0,7 V (a uma temperatura de 20 ° C e uma corrente de 20 mA) e uma corrente de fuga não superior a 3 . .. 5 μA a uma tensão reversa de 120 V e uma temperatura de +60 .. .80°С. Para o resto dos diodos de pequeno sinal, basta nos limitarmos a uma simples verificação com um ohmímetro.

Os diodos retificadores VD28 - VD31, e especialmente VD36-VD41, devem ser testados quanto à tensão reversa de ruptura - pelo menos 100 e 150V, respectivamente (com corrente reversa de até 100 μA e temperatura + 60 ... 80 ° C). Além disso, é necessário verificar a tensão direta nos diodos VD36-VD41 quando flui um pulso de corrente de 50.. .60 A.

O esquema para tal verificação é mostrado na Fig. 9. A tensão direta nos diodos observada no osciloscópio para a ponte VD38-VD41 não deve exceder 1,3 ... potencialmente não confiável.

Os diodos Zener VD22-VD25 são verificados da maneira usual para uma tensão de estabilização a uma corrente de 7 ... 8 mA. Ao instalar diodos zener em um amplificador, é desejável que a tensão de estabilização de VD23 seja igual ou aproximadamente 70 . .. 100 mV maior que o de VD24.

Basta verificar os transistores VT1-VT10, VT44, VT45 quanto ao coeficiente de transferência de corrente de base e tensão de ruptura Uke O coeficiente h21E para VT1-VT4 deve estar dentro de 80 ... ... 600 mA. A tensão de ruptura para VT5-VT12 com a base desligada e uma temperatura de 50 ... 250 ° C deve ser de pelo menos 5 V, para VT10, VT1, VT4, VT80, VT100, VT25 - pelo menos 5 V e para VT8 , VT9 - não inferior a 10 V. O critério para o início de uma avaria é um aumento na corrente acima de 44 μA. Ao escolher transistores, instâncias com o maior coeficiente h45E são melhor usadas como VT80, VT6. Os transistores VT7, VT40 e VT50 devem ter h21E pelo menos 6 e a corrente inicial do coletor Ikeo não superior a 7 μA a uma temperatura de 11 ... 12 ° C e tensão Uke \u15d 21 ... 50 V.

O coeficiente de transferência de corrente para VT13, VT14 não é crítico; é importante apenas que em uma corrente de coletor de 10 mA e Uke = 6 ... 10 V seja superior a 40. Os requisitos para os transistores VT16-VT19 são mais rigorosos - seu h21e em uma corrente de coletor de cerca de 10 mA e Uke = 5 V deve ser de pelo menos 60 (de preferência 70...100). Um requisito semelhante se aplica ao VT20-VT27. Não há necessidade de selecionar transistores de acordo com o coeficiente h21e, basta que o spread não ultrapasse 50 ... 80%.

Para transistores de saída (VT28-VT43), os coeficientes h21e devem ser de no mínimo 40 a uma corrente de 1 A. É indesejável o uso de transistores com h21e>80, pois sua área de operação segura é menor. A tensão de ruptura Ukeo quando a base está desligada deve ser de pelo menos 100 V a uma corrente de 20 μA para VT13, VT14, VT1 b-VT19 e de pelo menos 80 V para VT20 - VT43 (com uma corrente de início de ruptura de 0,2 mA para VT20 -VT27 e 2 mA para VT28-VT43). Temperatura de teste de tensão Ukeo-60...80°С.

Para VT13, VT14, VT16-VT43, é necessária uma verificação mais completa. Isso se deve ao fato de que defeitos em qualquer um desses transistores têm grande probabilidade de levar à falha de vários outros.

A este respeito, é adicionalmente desejável que eles verifiquem a corrente crítica e a resistência do volume do coletor. Uma resistência excessivamente alta (típica para transistores de alta tensão) leva a uma entrada precoce do transistor no modo de quase saturação. O transistor neste modo permanece operacional, mas suas propriedades de amplificação e frequência são drasticamente reduzidas: a frequência de corte cai em uma ou até duas ordens de grandeza, o coeficiente de transferência de corrente diminui e a capacitância efetiva do coletor aumenta.

Um aumento tão acentuado na inércia dos transistores, além de degradar as características do amplificador, leva ao risco de sua autoexcitação nas frequências de 0,6 ... 2 MHz, seguida de falha por superaquecimento por correntes passantes.

Nesse sentido, a entrada dos transistores VT13, VT14, VT16-VT42 no modo de quase saturação é excluída devido à escolha de seus modos com correntes operacionais relativamente baixas. Uma diminuição adicional nas correntes levará a uma diminuição na taxa de variação e na margem de estabilidade do amplificador.

No entanto, como a variação da resistência do volume do coletor não é padronizada pelos fabricantes de transistores, é necessária uma verificação. Em condições amadoras, consiste em determinar a dependência de h21e da tensão Uke.

A técnica consiste em ajustar a corrente de coletor dada do transistor em uma tensão Uke = 5...10 V ajustando a corrente de base e então diminuindo esta tensão para um valor correspondente a uma diminuição na corrente de coletor de 10...15 % (com a mesma corrente de base). Essa tensão, na qual começa uma queda acentuada na corrente de coletor, será o limite para o início da quase saturação do transistor (em uma determinada corrente de coletor).

A tensão limite dos transistores KT9115 não deve ser superior a 5 V em uma corrente de coletor de 14 mA e KT969 - 3 V na mesma corrente. Como VT13, é desejável usar transistores com a tensão limite de quase saturação mais baixa. O valor h21e, tomado como inicial, deve ser medido para eles em Uke = 10 ... 12V.

Os transistores KT961 e KT639 são testados em uma corrente de 100 ... 150 mA, medindo o coeficiente inicial h21e em Uke = 5V. A tensão limite nesta corrente não deve exceder 1,5 V para KT639 e 1,2 V para KT961.

Os transistores KT818 e KT819 são verificados em uma corrente de 2 A, enquanto o h21e inicial deve ser medido em Uke = 5 V, e a tensão limite não deve exceder 1,8 V para KT818 e 1,5 V para KT819.

A verificação da corrente crítica para os transistores KT818 e KT819 consiste em medir h21e em Uke = 5 V e dois valores de corrente de coletor: 1 A e 3 A. A diminuição em h21e medida em uma corrente de 3 A é permitida até 65% do valor correspondente a uma corrente de 1 A.

Os transistores KT818 e KT819 com índices G1 são análogos exatos de KT818GM e KT819GM ​​​​e diferem apenas no tipo de caixa (plástico - KT43-1).

Como ao verificar transistores e correntes de mais de 50 mA, eles liberam uma potência grande o suficiente para aquecer, as medições devem ser feitas muito rapidamente (em alguns segundos) ou instalando transistores em um dissipador de calor.

A verificação do amplificador operacional DA1, DA3, DA4 é a seguinte.

As características de frequência e velocidade são verificadas no circuito da Fig. 10 usando um osciloscópio e um gerador. O critério de aceitação é a taxa de subida e descida de um sinal retangular de grande amplitude (5 V na entrada) de pelo menos 60 V/µs e a ausência de distorção visível da forma de um sinal senoidal com amplitude de 4 V até uma frequência de 1,5...2 MHz. O consumo de corrente do amplificador operacional sem sinal (medido pela queda de tensão nos resistores do filtro de potência) deve estar entre 5 ... 10 mA, a amplitude da tensão máxima de saída em uma frequência de 20 kHz é de pelo menos ± 14 V. A saída da limitação não deve ser acompanhada por transientes.

O ruído e a tensão de polarização são verificados com uma entrada em curto-circuito e o fechamento dos contatos S1 e S2, o que coloca o amplificador operacional no modo amplificador de escala com ganho de 50 dB (ligar S2 limita a banda de ruído a 50 kHz) . A tensão de ruído de saída não deve exceder 1,4 mV (7 mV pico a pico na tela do osciloscópio) e o deslocamento CC não deve exceder ±1,5 V.

O amplificador operacional DA2 é verificado ligando-o de acordo com o esquema mostrado na fig. 11. O critério de adequação é a presença de uma tensão CC não superior a 200 mV na saída e o aparecimento de um sinal de captação na saída do amplificador operacional quando a mão toca o terminal 3 DA2.

Op-amp DA5 é verificado de maneira semelhante. Em sua saída em estado estacionário (após 1-2 minutos), a tensão constante não deve exceder 80 mV e a oscilação de tensão de ruído na tela do osciloscópio não deve exceder 1 mV (pico a pico). Ao medir o ruído, deve-se garantir uma boa blindagem.

A placa com dimensões de 310 x 120 mm (ver Fig. 12) é feita de fibra de vidro dupla face com espessura de 1,5-2 mm com metalização dos orifícios. Ele é projetado para instalação no estágio de saída de até 12 peças por braço de transistores potentes em gabinetes KT-28 (por exemplo, KT818G e KT819G) ou TO-220 (com passo de avanço de 2.5 mm).

Arroz. 12 (clique para ampliar)

CARACTERÍSTICAS DA PCB E MONTAGEM DO AMPLIFICADOR

Na fig. 13 mostra a disposição dos elementos na placa de um canal (ver Fig. 12). Além da maioria dos elementos indicados no diagrama de circuito (Fig. 4). A placa permite a instalação de vários componentes adicionais. Para manter consistente a numeração dos elementos antigos e novos no quadro, foram atribuídos a eles números de série sucessivos ou índices de letras, por exemplo, VT23A. R86B.

Arroz. 13 (clique para ampliar)

Conclusões K0, K1 - alimentação comum

K2 - sinal comum, curto-circuito - entrada de sinal;

FBH - saída +OS; FBL - sair -OS.

A placa é projetada para instalar transistores de alta potência mais comuns KT818G e KT819G até 12 peças por ombro. Nesse sentido, o número de transistores no segundo estágio do seguidor (VT20-VT27B) foi aumentado de quatro para seis por braço, e as correntes quiescentes do VT16-VT27B também foram aumentadas. Além disso, foi necessário alterar os valores de vários resistores: R76. R77 é agora 130-150 ohms (em vez de 390 ohms). R78-R81 - 8,2-to Ohm cada (em vez de 15 Ohm). O valor de R64, R66 também faz sentido reduzir para 10 ohms. Os transistores VT16-VT19 devem ser equipados com dissipadores de calor de placa feitos de liga de alumínio com espessura de 1,5 ... 2 mm e área de superfície de pelo menos 25 cm ^ - um para cada par de transistores. Para VT13 e VT14 também são fornecidos pequenos dissipadores de calor (8...10 cm^). Para reduzir o aquecimento VT13. VT14, você também pode aumentar ligeiramente as classificações de R59 e R63 para 160 ohms (em vez de 150 ohms).

Além disso, as classificações de R82-R85 são reduzidas para 13 ohms (em vez de 68 ohms) e R86 - R93 - para 3,3 ohms (em vez de 4,7 ohms). As mudanças também afetaram as classificações dos circuitos de correção - C16 agora tem uma capacitância de 470 pF (em vez de 270). R25 e R26 - 2.7 kOhm cada (em vez de 4,7 kOhm e 1 kOhm, respectivamente). O R33 agora está classificado em 47 ohms (em vez de 220). R38 e R44 - 2.2 kOhm cada (em vez de 2 kOhm). R64 e R66 - 10 ohms cada (em vez de 15). Capacitores C17. O C18 pode ser substituído por um tubular de 3-3,3 pF ou dois de 6,2 pF cada (se necessário, é selecionado de acordo com o tipo de transiente).

Para aumentar a queda de tensão mínima em VT20-VT43 ao abrir VD26, VD27, é desejável ligar um diodo KD16A na direção direta em série com o emissor dos transistores VT19-VT521. Não há lugar para eles no quadro. portanto, é mais conveniente soldar o diodo no espaço entre o terminal emissor correspondente e o bloco de contato.

Além da indicação de distorções do próprio PA (causadas por uma limitação "rígida" do sinal de saída), foi introduzida a possibilidade de indicar a atuação de um limitador "suave". Isso é obtido alterando seu esquema (consulte a Fig. 14). Quando o limitador "suave" é acionado, uma tensão do sinal correspondente aparece no resistor R126, cujo valor absoluto atinge 0,6 V quando o limite do limite suave é excedido em apenas 90 ... 100 mV. Um aumento adicional nessa tensão acima de 1,2 ... 1,3 V é bloqueado pelos diodos VD46-VD49.

Além disso, é possível enviar o estágio de saída do amplificador operacional DA 1 para o modo classe "A" para reduzir sua não linearidade e os efeitos da detecção de interferência de alta frequência ao operar em uma carga de resistência relativamente baixa (3.5 kOhm). . A fonte de corrente de 4 ... 6 mA é feita em um transistor de efeito de campo VT46 do tipo KP303E ou KP364E e um resistor R125 (cerca de 150 Ohms). Uma vez que as distorções do KR140UD1101, mesmo sem uma fonte de corrente, são muito pequenas e não contribuem excessivamente para o nível geral de distorção UMZCH. a instalação de VT46 e R125 é opcional. Ao instalar o VT46, é necessário verificar a tensão de ruptura da comporta, não deve ser inferior a 40 V.

Para limitar a indutância parasita da instalação, as saídas dos transistores do estágio de saída VT20-VT43 são soldadas diretamente na placa de circuito impresso. Esta medida se deve que a indutância parasita do terminal emissor de um transistor poderoso reduz sua frequência de corte real. Com isso em mente, torna-se óbvio que, para implementar a velocidade de transistores de saída relativamente "lentos" com uma frequência de corte de 5 ...

Para isso, em particular, os transistores de saída, bem como os diodos VD37-VD41 (na Fig. 13 são mostrados em vermelho), são colocados sob a placa de circuito impresso na lateral do dissipador de calor e isolados com uma junta feita de borracha condutora de calor do tipo "Nomakon" ou similar, em casos extremos, feita de lavsan. Você também pode usar cerâmica de mica, berílio ou nitreto de alumínio em combinação com uma pasta condutora de calor. Ao usar juntas, especialmente as finas, é necessário verificar cuidadosamente a limpeza das superfícies de contato para evitar que limalha de metal ou rebarbas caiam sobre elas.

Dois dissipadores de calor para dois canais são integrados na caixa do amplificador na forma de suas paredes laterais. Um desenho do dissipador de calor é mostrado na fig. 15.

(clique para ampliar)

A fixação VT28-VT43 e VD36-VD41 é realizada com uma placa de aço (Fig. 16).

Com a colocação "planar" de poderosos dispositivos semicondutores, a placa é estruturalmente combinada com um dissipador de calor. Esta circunstância requer o uso de uma tecnologia especial de montagem de amplificadores.

Primeiro, todas as peças são montadas na placa de circuito impresso, exceto os capacitores C80, C81, os transistores VT15, VT20-VT43 e os diodos VD36-VD41. Além disso, esses transistores (exceto VT15) e diodos com condutores moldados são dispostos nas sedes do dissipador de calor, por exemplo, usando um condutor e pressionados com uma placa (sobre ela abaixo) assim. para que possam ser movidos com pouco esforço. Em seguida, coloca-se um tabuleiro sobre as suas conclusões, aproveitando a mobilidade dos elementos para alinhar as conclusões com os furos. Depois disso, a placa é fixada em postes de montagem de 10 mm de altura (quatro furos próximos aos cantos da placa) ou em vários suportes temporários, por exemplo, cubos de madeira de lei de 20 mm. Em seguida, solde todas as conclusões VT43-VT36 e VD41 -VD20. Em seguida, o grampo é solto e a placa, junto com os diodos e transistores, é retirada do radiador. Verifique a qualidade da solda VT43-VT36, VD41-VD40 (terminais VD41, VD80, que estão sob C81. C0,6. Não deve se projetar da placa em mais de 80 mm) e monte os capacitores C81. C28. A instalação de transistores e diodos pode ser realizada em várias etapas, é mais conveniente começar com VT43-VT15. O transistor VTXNUMX, que atua como sensor de temperatura, é soldado na placa de forma que seu corpo entre em um orifício cego. perfurado no dissipador de calor. Este projeto fornece a menor capacitância parasita neste circuito amplificador de alta resistência.

A seguir, resta apenas lubrificar todas as superfícies de contato com uma fina camada de pasta condutora de calor, preencher o orifício do dissipador de calor do VT 15 com pasta e montar cuidadosamente tudo "limpo".

Ao dispor os transistores, deve-se seguir a regra: os transistores com o menor h21e estão localizados na lateral da parte de baixo sinal da placa do amplificador e com os maiores - no lado do XP4.

Os transistores VT20-VT27 são fixados ao dissipador de calor por meio de juntas isolantes usando pinos com porcas ou parafusos sextavados M2.5. As porcas (ou parafusos) são apertadas com uma chave de boca. Para evitar que os fixadores fechem com o coletor do transistor, são colocados nos pinos pedaços de um tubo isolante de parede fina com diâmetro de 2,8 ... 3 mm e comprimento de 2 mm. Não é difícil fazer esse tubo enrolando, por exemplo, várias voltas de fita adesiva lavsan ("fita adesiva") em um mandril com diâmetro de 2,5 ... 2,6 mm levemente lubrificado com óleo de máquina.

Os planos de pouso de transistores e diodos devem ser aterrados em uma barra antes da instalação. Depois disso, para evitar entalhes nas juntas, pequenos chanfros (0,2 ... 0,3 mm) são removidos das bordas dos orifícios de montagem e das caixas do transistor.

Para conectar o relé de comutação de carga, uma seção de 26 pinos do conector de pinos ХР2 do tipo PLS é instalada na placa [10]. usado em computadores. Um circuito de filtro de saída é conectado aos contatos pares do conector e a saída de um poderoso estágio amplificador é conectada aos contatos ímpares. Havendo dúvidas sobre a qualidade dos conectores disponíveis, o cabo que vem do relé pode ser soldado diretamente na placa.

O sinal de saída da placa de cada canal do amplificador também é alimentado por um cabo plano de 26 fios através do conector XRP. "Sinal" são contatos ímpares e contatos pares são conectados a um fio comum. Neste caso, os elementos do filtro de saída L1, L2, R118-R.121, C77-C79. e os jumpers S2 e S3 estão localizados em uma pequena placa blindada colocada próximo aos terminais de saída do amplificador para que os jumpers possam ser acessados ​​pelo painel traseiro. A distância entre as bobinas é de pelo menos 25 mm e é melhor colocá-las em ângulos retos entre si.

A bobina L1 (1,3 μH) tem 11 e L2 (1.8 μH) - 14 voltas de fio PEV com diâmetro de 1.7 ... 2 mm. Eles são enrolados bobina por bobina em uma moldura com um diâmetro de 18 mm. As bobinas são fixadas com epóxi.

A tela da placa do filtro é feita de material não magnético. Deve estar a pelo menos 25 mm de distância das bobinas. Para manter a estabilidade do amplificador, o comprimento dos cabos de fita não deve exceder 350 mm.

Para simplificar a instalação do amplificador, as pontes de diodos dos retificadores ±53 V (VD8, VD9 - na Fig. 7) foram transferidas da unidade de automação para as placas PA. Cada ponte (na placa - VD42-VD45) é montada em diodos KD243B separados. KD243V ou KD247B. Para reduzir os capacitores de corrente de pico C80. O C81 deve ser levado com uma capacidade menor - 1000 microfarads.

As saídas dos enrolamentos do transformador de potência T1 são conectadas à placa amplificadora por meio de um conector MPW-4 XP8 de oito pinos [11] com passo de avanço de 5.08 mm. A confiabilidade e a baixa resistência de contato são obtidas duplicando os contatos de circuitos de alta corrente. Em vez de um conector, você pode instalar um conector de terminal ou simplesmente soldar os fios nos orifícios da placa de circuito impresso.

Para facilitar a instalação, todas as conexões entre a placa do amplificador e a unidade de automação são roteadas para um conector - XP1. Portanto, ao invés de um conector com três pinos (XP1 - na Fig. 4), a placa possui um conector do tipo IDC14 com 14 pinos. A finalidade e a numeração dos seus contactos são alteradas de acordo com a Tabela. 1.

Consequentemente, a numeração dos contatos da parte correspondente do conector também é corrigida (XS1 - na Fig. 5). através do qual o indicador de sobrecarga e o botão "Reset" são conectados à placa do amplificador. O resistor R16 (R26 - para outro canal) do filtro passa-baixo do dispositivo de detecção de tensão CC (ver Fig. 7) é conectado à saída do amplificador através do pino 5 do conector XP1 e um resistor de proteção adicional R124 (com uma resistência de 0,3 - 4,7 kOhm - no diagrama não é mostrado, mas está no quadro). O sinal de atuação do limitador suave (ver Fig. 14) entra no indicador (mais sobre isso na próxima parte do artigo) através de um nó de limite adicional, semelhante ao indicador de distorção.

Na variante em que o indicador de limite suave não é introduzido, os diodos VD46-VD49 não são instalados na placa do amplificador e um jumper é soldado em vez do resistor R126. Elementos do VT46. O R125 não está instalado se o DA3 op-amp não precisar ser comutado para o modo classe "A".

Em vez do jumper S1 (ver Fig. 4), a placa possui uma seção de quatro pinos do conector PLS. executando várias funções ao mesmo tempo. Primeiro, você pode alterar o modo de operação do compensador de queda de tensão nos fios dos alto-falantes. Definir um jumper entre os pinos 2 e 1 corresponde ao modo de quatro fios, e um jumper entre os pinos 2 e 4 ativa o modo de três fios (como em [3]). Em segundo lugar, ao testar o amplificador, este conector serve para fornecer um sinal de teste ao amplificador através do resistor R30, ignorando o filtro passa-baixa de entrada e o limitador suave. Isso permite somar os sinais de dois geradores para medir a distorção de intermodulação e observar os transientes no amplificador com um sinal de pulso de onda quadrada.

Experimentos com dois protótipos do amplificador mostraram que, para os transistores KT9115 e KT969 à nossa disposição, mais de 70% dos transistores testados tinham uma frequência de corte significativamente menor. A substituição recomendada para KT9115 é 2SA1380. para KT969 - KT602BM ou 2SC3502. Esses transistores são muito menos propensos à auto-excitação do que 2SAl538n2SC3953.

Além disso, durante o teste de amplificadores em modos de limitação, foi revelada confiabilidade insuficiente dos transistores do estágio final - como o KT639. assim é BD139. BD140. Um estudo da área de operação segura das cópias disponíveis desses transistores, realizado pelo autor, mostrou que é insuficiente para garantir a operação confiável do amplificador em temperaturas elevadas.

Para aumentar a confiabilidade do amplificador, especialmente em locais com uma fonte de alimentação instável, é recomendável diminuir a tensão de alimentação com base na potência máxima real necessária na carga. Ao alimentar o estágio de saída do amplificador com uma tensão de mais de ± 28 V, transistores 639SB961 importados baratos devem ser usados ​​em vez de KT2Zh e KT649A. 2SB649A (estruturas pnp) e 2SD669. 2SD669A (estruturas npn). e com alimentação de ±40 V - 2SA1837 e 2SC4793.

Se componentes diferentes dos recomendados forem usados ​​no amplificador, um sinal contínuo ou pior ainda, a geração de RF de transistores individuais que depende do sinal útil. Este defeito é mais provável em VT13. VT14, VT6 e VT8. Para suprimir a geração dos transistores VT13 e VT14, são fornecidos os circuitos B64C41 e R66C42, respectivamente, mas o uso de diodos zener VD23. VD24 com grande capacitância, juntamente com transistores de alta frequência (2SA1538 e 2SC3953), pode exigir a inclusão de resistores de 22 ... 47 Ohm nos circuitos básicos. Portanto, os pads para esses resistores são fornecidos no lado reverso da placa (tamanho 0805 para montagem em superfície). Para o mesmo propósito, são fornecidos locais para instalação entre a base e o emissor dos transistores VT5. Circuitos RC seriais VT8 com classificações de 10 ... 20 ohms e 100 ... 300 pF, respectivamente.

Para garantir contra a possibilidade de degradação das junções p-n VT6. VT8 durante transientes, quando a energia é fornecida aos seus circuitos coletores, é necessário ligar o diodo KD521A na direção direta: com uma saída ele é soldado no orifício do coletor (VT6. VT8). e o coletor do transistor correspondente é conectado ao outro terminal.

Resistores de potência R94 - R109. R122. R123 pode ser reduzido para 0.5W. A propósito, o design da placa permite que você use resistores de 0.25 W em vez de 0,125 W.

Para aumentar a densidade de montagem na placa, vários elementos foram colocados sob outros (por exemplo, o diodo VD19 está localizado sob os transistores VT5, VT7). Portanto, elementos de grande porte, como capacitores de filme, são instalados após a montagem de resistores e diodos.

Os locais de montagem dos capacitores C53 - C76 permitem a instalação dos dois tamanhos mais comuns: com diâmetro de 22 ou 25 mm com distância entre os terminais de 10,3 ou 12,7 mm, respectivamente. Também é possível instalar capacitores com terminais em forma de garra.

Ao usar um conjunto incompleto de capacitores C53 - C76, é melhor colocá-los mais perto da linha central da placa. Capacitores C30, C3. C80 e C81 devem ter um diâmetro não superior a 18 mm e uma distância entre os terminais de 7,5 mm.

O local de instalação sob C1 é projetado para montagem de capacitores K73-17. K77-2. K78-2 ou importado (distância entre pinos 3.5 ou 15 mm).

As conclusões dos capacitores de cerâmica são moldadas assim. de modo que a distância entre eles seja de 5 mm. Além disso, introduziu capacitores C11A. C19A - circuitos de alimentação de bloqueio \u16,5d 0.1 V, sua capacitância é de XNUMX uF.

Devido ao fato de um dos lados da placa de circuito impresso estar quase totalmente ocupado por uma camada de um fio comum, a verificação "através da luz" ao procurar curtos-circuitos entre as pistas é difícil, por isso deve ser feita com o máximo cuidado Cuidado.

Após a montagem de dois protótipos das placas, foram realizados testes preliminares do amplificador montado atendendo as recomendações acima. Ao mesmo tempo, em contraste com as medições anteriores do próprio amplificador de potência (sem um filtro de entrada e um limitador suave), as distorções do caminho direto foram medidas - junto com o filtro e o limitador. Os testes foram realizados no complexo Audio Precision System One, que na verdade é o padrão mundial em tecnologia de áudio. Os métodos de medição de distorção usados ​​neste complexo são padronizados pela IEC. levar em consideração não apenas os produtos de distorção, mas também o ruído de banda larga (na banda de 22, 80 ou 200 kHz). Esse recurso, embora superestime o nível de distorção com a diminuição do nível do sinal (são mascarados pelo ruído), mas permite detectar produtos de vários efeitos paramétricos: do aumento do ruído com o aumento do nível do sinal para a detecção de instabilidade dinâmica e ruído de montagem.

Na fig. 4. Este gráfico mostra claramente o comportamento dente de serra das características causadas pela comutação automática de limites na sensibilidade máxima do analisador. O início do "limitador suave" corresponde a uma potência de aproximadamente 38 ... 1 watts. e com potência de saída de 20 a 17 W, o valor THD + N na banda até 80 kHz não ultrapassa 100%. além disso, o nível de distorção na frequência de 12 kHz (curva inferior) acaba sendo um pouco menor do que na frequência de 80 kHz. Na potência de 200 W, o fundo total, ruído, interferência e distorção na banda de até 0.003 kHz da placa UMZCH (sem blindagem e caixa) não ultrapassou o nível de 20% (-1) dB.

Entre outras características, é interessante a dependência do nível de distorção de intermodulação dinâmica (DIM-100) para uma frequência de 15 kHz da tensão do sinal de entrada (Fig. 18).

Um estudo cuidadoso dos layouts do amplificador revelou e confirmou muitas outras características interessantes, por exemplo, o desaparecimento do "step" no estágio de saída à medida que a frequência do sinal aumenta antes mesmo de o OOS ser ligado.

Estruturalmente, o amplificador de potência é feito em uma caixa de metal, dividida em vários compartimentos. Os elementos estão localizados principalmente em placas de circuito impresso. Além das placas de amplificadores de potência montadas nas paredes laterais dos radiadores, placas de filtro de saída, placas de relés de proteção de carga e uma placa de automação estão instaladas no gabinete. Uma placa com LEDs HL1 - HL4 para indicação de distorção e operação de proteção e um botão SB1 para redefinir o gatilho de proteção (consulte o diagrama na Fig. 19) é colocada no painel frontal do amplificador. Todas as placas são interconectadas por meio de conectores da série IDC e cabos planos com condutores 14 e 26. As conexões de solda são usadas apenas em circuitos de sinal e circuitos de alta corrente.

Os transformadores de potência (TT. T2) são montados diretamente no chassi do amplificador em um dos compartimentos blindados. Os optotiristores VS1 e VS2 são instalados através de uma junta isolante em um dissipador de calor de placas com área de cerca de 100 cm0,022, localizado no mesmo compartimento dos transformadores. Também é isolado do gabinete do amplificador. Para suprimir faíscas nos contatos do interruptor principal, circuitos RC seriais (240 μF. XNUMX Ohm) são adicionalmente introduzidos em paralelo com os contatos.

Os circuitos de entrada do amplificador possuem blindagem adicional. Para aumentar a imunidade ao ruído do amplificador, transformadores de modo comum são fornecidos em seus circuitos de entrada e saída (T1. T4 - T7 na Fig. 19). Os transformadores em fase T1 em cada canal devem ser feitos em anéis de ferrite de grande porte (40 ... 80 mm de diâmetro) com permeabilidade magnética de pelo menos 1000 e área de seção transversal de pelo menos 1 cm2 . O número de voltas dos enrolamentos de quatro fios juntos é de 10 a 15, e os condutores de alta corrente devem ter uma seção transversal de pelo menos 1.5 mm2. Os enrolamentos para o circuito OS são mais fáceis de fazer com o fio MGTF-0.12. Os transformadores de modo comum T4 - T7 podem ser feitos com fio MGTF-0.07 em anéis de ferrite K17x8x5 ou similar, o número de voltas é de cerca de 20 (enrolamento até a janela ser preenchida). Os resistores R47 - R50 também são introduzidos para amortecer ressonâncias parasitas. O design dos jumpers S2 e S3 também foi alterado (consulte a Fig. 4 no Radio No. 11, 1999) - eles são reunidos em um único grupo de seis pinos. Para ligar o amplificador no modo de quatro fios, feche os contatos 3 e 5, 4 e 6. no modo de dois fios - 1 e 3, 2 e 4.

CONFIGURAÇÃO DO AMPLIFICADOR

O amplificador descrito possui um grande número de elementos ativos com conexão direta, portanto, em condições amadoras, é aconselhável configurá-lo em etapas.

O seguinte equipamento é necessário para a configuração: um osciloscópio com largura de banda de pelo menos 20 MHz (melhor - 150 ... 250 MHz) e sensibilidade de pelo menos 5 mV por divisão (por exemplo, C1-64. C1-65. C1-70, C1-91, C1-97. C1 -99. C1 -114. C1 -122), um gerador de pulsos retangulares com amplitude de 3 ... 10 V com taxa de repetição de 10 ... 250 kHz e uma duração frontal não superior a 15 ns. um gerador de sinal senoidal com uma amplitude de até 5 V e um limite superior da faixa de frequência de pelo menos 1 MHz (de preferência até 10 ... 20 MHz, por exemplo, GZ-112). O fator harmônico deste gerador não é importante. Além disso, você precisará de um multímetro digital ou de ponteiro, além de dois resistores de fio enrolado com resistência de 3.9 ... 10 Ohms para uma potência de dissipação de pelo menos 25 W (eles estão incluídos nos trilhos de alimentação ao verificar o desempenho ). Obviamente, também é necessário um equivalente de carga.

O gerador de pulsos pode ser montado nos elementos dos microcircuitos CMOS de alta velocidade. por exemplo, as séries KR1564, KR1554, KR1594, 74ANS, 74AC, 74AST, é melhor usar um gatilho Schmitt de microcircuitos TL2 (ou similares). O próprio gerador (multivibrador) pode ser montado de acordo com qualquer um dos esquemas conhecidos, mas para formar frentes íngremes, seu sinal deve passar por vários elementos lógicos conectados sequencialmente.

Para verificar os estágios do amplificador quanto à ausência de flashes de auto-excitação no RF, você precisa de um osciloscópio com largura de banda de pelo menos 250 MHz (C1-75. C1-104. C1-108). na sua ausência, você pode tentar sobreviver com um voltímetro com cabeçote detector com banda de pelo menos 250 MHz (VK7-9. VK7-15).

Se houver o desejo de avaliar a magnitude e a natureza da distorção não linear introduzida pelo amplificador, será necessário um gerador de sinal senoidal com baixo ruído e distorção (GZ-102. GZ-118. GS-50). equipado com um filtro notch, bem como um osciloscópio altamente sensível (não pior que 100 μV por divisão) para monitorar o sinal residual. Um analisador de espectro com uma faixa dinâmica de pelo menos 80 dB (SK4-56) também é útil.

Vale lembrar que para toda solda no amplificador, ele deve ser desconectado da rede.

Em primeiro lugar, a fonte de alimentação e a automação estão sujeitas a verificação. Como já mencionado na parte anterior, introduziu a capacidade de selecionar uma fonte de sinal para indicar distorção. Para isso, é utilizado o grupo de contato S1 (Fig. 19). A instalação de jumpers entre os pinos 1 e 3, 2 e 4 corresponde à indicação de distorções do próprio PA, e entre os pinos 3 e 5, 4 e 6 - indicação do funcionamento do limitador "suave".

(clique para ampliar)

Primeiro você precisa verificar os valores das tensões estabilizadas (devem estar na faixa de ± 16 ... 17.2 V), a amplitude das ondulações (a faixa não é superior a 1 mV) e a ausência de auto -excitação dos estabilizadores DA5 - DA8 a uma carga de aproximadamente 100 mA (resistor de 160 Ohm com potência de 2 W ). O ripple e a geração possível são verificados com um osciloscópio com uma entrada "fechada".

Em seguida, verifique a unidade de automação. Para fazer isso, os terminais 7 e 8 (ou 4 e 11) DAZ e DA4 são temporariamente conectados com jumpers do fio de montagem 1MGTF-0.07, etc.) a um fio comum. A seguir, ligando a unidade de automação, verifique a passagem do pulso de reset para o pino 6 DD3. a presença de pulsos nos terminais 12 e 8 de DD3 e a passagem da sequência de comutação de optotiristores e relés (ver Fig. 7 em "Rádio", nº 12 de 1999). Observe que, devido ao aumento da corrente quiescente total do amplificador, o número de resistores "iniciais" (R11. R12) foi aumentado para 3 e seu valor foi reduzido para 100 - 120 Ohms. Para verificar nós de diagnóstico em comparadores DA3. DA4 remova a conexão de suas entradas com um fio comum Após remover o jumper correspondente dos terminais DA3, um sinal aparece em sua entrada devido às correntes de entrada e os LEDs HL1 ou HL2 acendem (placa U5. Veja a Fig. 19). a exclusão de qualquer um dos dois jumpers dos pinos DA4 deve, após alguns segundos, desligar o relé e os optotiristores.

Após a conclusão do teste, remova todos os jumpers de DA3 e DA4. Também é útil verificar a exatidão da marcação dos terminais do transformador T1 - a conexão incorreta dos enrolamentos pode ter consequências de longo alcance, até a falha de transistores potentes e uma saudação do banco de capacitores de óxido.

Depois de verificar a fonte de alimentação e a automação, você pode começar a configurar o próprio amplificador (claro, separadamente para cada canal).

Em primeiro lugar, o motor do resistor sintonizado R60 deve ser colocado na posição correspondente à sua resistência máxima (no sentido anti-horário até onde for). Para interromper o loop OOS, ao verificar os estágios de saída do amplificador, o R33 é soldado temporariamente. Para eliminar a influência de um limitador "suave" durante a configuração, a resistência dos resistores R16, R17 deve ser reduzida para 56 ... 62 kOhm. E você também precisa estocar uma variável multivolta ou resistor trimmer com um valor nominal de 10 - 22 kOhm e uma variável comum (volta única) ou resistor trimmer - a 10 kOhm. Não deve haver nenhum jumper no grupo de contato S1 ao configurar o amplificador.

A primeira etapa é uma avaliação do desempenho das cascatas no VT5 - VT43. Primeiro, verifique os modos de corrente contínua e a integridade da unidade de proteção. Para fazer isso, os terminais da base dos transistores VT5 são conectados ao fio comum com um jumper. VT7, usando o furo da saída soldada R33 (bases VT5, VT7 são conectadas na placa); em seguida, eles fecham o circuito de alimentação de ±40 V ao fio comum e conectam a fonte de alimentação e a automação ao conector XP1 e o enrolamento do transformador ao XP4, que fornece alimentação de ±53 V (contatos extremos). Neste caso, os enrolamentos do retificador ±40 V devem ser DESCONECTADOS do XP4. O circuito RLC de saída e a carga ainda não estão conectados.

Depois disso, ligue a fonte de alimentação e verifique os modos DC dos transistores VT13, VT14. A tensão de alimentação do estágio (é conveniente medi-la nos terminais dos resistores R72 e R75, respectivamente) deve ser ± 52 ... 55 V ou 12 ... 15 V maior que a tensão de alimentação real da saída estágio. A tensão nos sub e tronos VD23 e VD24 deve ser de aproximadamente 3 V. nos resistores R59 e R63 - aproximadamente 2.4 V cada. Em R44 e R38 - cerca de 15 V. A tensão nos coletores VT13, VT14 em relação ao fio comum não deve exceder 1 V. Nas medições, deve-se tomar cuidado para evitar curtos-circuitos acidentais dos circuitos testados com um fio comum pela sonda do dispositivo (placas com revestimento isolante - "verde" são preferíveis). Os transistores VT9 - VT12, VT44, VT45 devem permanecer fechados após a energização.

Para verificar o limite de proteção, um resistor variável de 44 kΩ é conectado entre a base VT53 e o fio de alimentação de +10 V, cujo controle deslizante é conectado a um dos terminais por meio de um resistor limitador (1-1.5 kΩ) e definido para o posição de resistência máxima. Em seguida, ligando a energia, gire lentamente o controle deslizante do resistor até que o gatilho de proteção seja ativado e o LED HL3 (ou HL4) na placa do display, conectado em paralelo ao VD22 na placa do amplificador correspondente, acenda.

Em seguida, é medida a tensão entre a saída do amplificador e a base do transistor VT44: o valor no 1,7 ... 2.2 V interno é considerado normal. Em seguida, eles tentam redefinir o gatilho de proteção com o botão SB1 (na placa de exibição, consulte a Fig. 19). nenhuma redefinição deve ocorrer. Depois disso, a energia é desligada, o resistor variável é soldado e sua resistência é medida entre os terminais extremos. Com uma tensão de alimentação de ±53 V, deve ser de cerca de 5 kOhm.

Em seguida, o limite de comutação VT45 é verificado da mesma forma. com a única diferença sendo que o circuito de alimentação de -53 V é usado para conectar os resistores. Os limites de proteção devem ser aproximadamente os mesmos. Também é necessário verificar a queda de tensão nos diodos zener VD23 e VD24 após o acionamento da proteção - não deve exceder 0.4 V.

Depois disso, a passagem do sinal pelo op-amp DA1 é verificada. O componente constante na saída de DA1 não deve exceder 25 mV. e ao tocar com a mão nos terminais do capacitor C1, um sinal de interferência e interferência na frequência da rede deve aparecer na saída DA1. Se necessário, você pode usar o gerador para controlar o fluxo do sinal e avaliar a resposta de frequência do filtro (a frequência de corte no nível de -3 dB deve ser de aproximadamente 48 kHz). A uma frequência de 1 kHz, seu ganho é 2.

O próximo passo é verificar o desempenho e definir a corrente quiescente das cascatas nos transistores VT5 - VT8. VT13 - VT43.

Isso exigirá um gerador de sinal senoidal, um osciloscópio (de preferência de dois canais). multímetro. capaz de medir uma tensão constante de 80 ... 100 m8 com um erro não superior a 5 mV e o resistor variável multivoltas mencionado anteriormente. A verificação é a seguinte. As bases VT5 e VT7 agora estão desconectadas do fio comum e conectadas ao motor do resistor multivoltas, os outros dois terminais do resistor estão conectados aos barramentos de +16.5 e -16,5 V. projetado para alimentar o estágio de saída, é conectado ao contatos correspondentes XP40 (pinos 4 e 2.3) através de resistores com resistência de 6.7 - 3,9 ohms e potência de pelo menos 10 watts. Para não se queimar acidentalmente, é útil colocar cada resistor em um copo separado com água.

Ligando a energia, verifique a presença e simetria da tensão retificada nos barramentos de força ± 40 V (pode estar na faixa de 9 ... 25 V), bem como a tensão entre o coletor e o emissor VT15. Se ultrapassar 4,5 V, você deve desligar imediatamente a energia e aumentar a resistência do R61.

Em seguida, conecte um voltímetro ao coletor VT14 e ligue a energia novamente. Ao girar o motor do resistor variável multivoltas, uma tensão de -14 ... -2.5 V é definida no coletor VT3.5 em relação ao fio comum. Nesse caso, a tensão nas bases de VT5 e VT7 não deve ultrapassar ±1 V. A assimetria é eliminada selecionando o resistor R59 dentro de uma pequena faixa. diodo zener VD23 (com um desvio de "mais") ou R63. VD24 (com um desvio no "menos"). Se a simetria não puder ser estabelecida ou a tensão necessária para o balanceamento nas bases do VT5. VT7 excede 3 ... 4 V. é necessário verificar a instalação e substituir os elementos defeituosos. Sinais indiretos de mau funcionamento podem ser o aquecimento excessivo de resistores ou transistores.

Tendo atingido a simetria no amplificador de tensão, eles começam a definir a corrente quiescente do estágio de saída. Este procedimento também é melhor executado em várias etapas. Antes de tudo, ligando a energia, verifique a tensão entre as bases dos transistores VT20 - VT23 e VT24 - VT27. Se for superior a 2.5 V, um dos transistores VT20-VT27 provavelmente está quebrado. Em seguida, verifique a tensão nas junções base-emissor VT16. VT18 e VT17. VT19 - eles devem ser compensados ​​​​na direção direta. Em seguida, verifique a ausência de polarização reversa nas junções base-emissor VT20 - VT23 e VT24 - VT27. Depois disso, girando cuidadosamente o motor R60 no sentido horário, ajuste a tensão entre as bases dos transistores VT20 - VT23 e VT24 - VT27 dentro de 2.2 ... 2.3 V. Os transistores de saída permanecerão no modo classe B.

Depois disso, o desempenho do estágio de saída é verificado. Um sinal senoidal do gerador é alimentado nas bases VT5, VT7 através de um capacitor de desacoplamento com capacidade de pelo menos 0.33 μF (pode ser de cerâmica), e a entrada "aberta" do osciloscópio é conectada ao barramento que conecta os resistores do emissor do estágio de saída (R94 - R108). É conveniente usar o conector XP2 para conexão. em cujos contatos, durante o ajuste, é instalado um jumper, que fecha todos os contatos entre si.

Ao usar um osciloscópio de dois canais, é conveniente conectar o segundo canal às bases VT5, VT7. Depois de ligar a energia, eles verificam a tensão constante na saída do amplificador - ela deve ser ajustada em ± 4 V. Caso contrário, você precisa ajustar o resistor multivoltas que define a tensão nas bases VT5, VT7.

Ao definir a frequência do oscilador para 10 kHz e aumentar gradualmente o nível do sinal de saída para 0.2...0.5 V, o sinal de saída do amplificador é limitado. A entrada e a saída da restrição devem ser livres de transitórios. O coeficiente de transferência das bases VT5, VT7 para a saída do amplificador a uma frequência de 10 kHz pode estar na faixa de 110 ... 160. Ao reduzir o nível do sinal de saída para 1 ... 2 V e conectar a carga ao amplificador, uma diminuição acentuada no "degrau" no sinal de saída é verificada quando sua frequência é aumentada para 50 ... 100 kHz.

Depois de certificar-se de que o estágio de saída está funcionando, eles procedem ao ajuste final da corrente quiescente, controlando-a pela tensão nos resistores do emissor. Para fazer isso, conecte um voltímetro entre os emissores de qualquer par de transistores de saída, por exemplo. VT28 e VT36 e, ajustando o resistor R60, defina essa tensão para 180 mV. Quando o sinal do gerador não é aplicado, a tensão na saída da cascata não deve exceder ± 3,-4 V (se necessário, ajuste com um resistor multivolta). A corrente quiescente deste amplificador, ao contrário da maioria dos outros, diminui com o aquecimento, por isso deve ser finalmente ajustada após o aquecimento do amplificador.

Depois de definir a corrente quiescente, a queda de tensão nos outros resistores emissores da cascata é verificada. Deve estar na faixa de 70 ... 120 mV. Transistores com resistores de emissor cuja tensão é anormalmente baixa ou excessivamente alta devem ser substituídos, mas não é necessário alcançar a igualdade exata de tensão. A propagação dos valores de tensão base-emissor para transistores de saída conectados em paralelo contribui para uma comutação mais suave dos ombros do estágio de saída e, consequentemente, para uma diminuição da distorção (em relação ao caso em que todos os transistores comutam simultaneamente).

Depois de definir a corrente quiescente, é aconselhável verificar o amplificador quanto a flashes de geração de RF de transistores individuais. Para fazer isso, um capacitor com capacidade de 1 ... 10 pF é soldado ao final da ponta de prova 500:2,2 de um osciloscópio de alta frequência (essa ponta de prova tem uma resistência de entrada de 3.9 Ohms, mas uma capacitância de entrada insignificante ). Em seguida, um sinal com frequência de 5 ... 7 kHz é aplicado às bases VT0.3, VT1 do gerador e, aumentando gradativamente o nível do sinal, procuram a presença de flashes de oscilações de alta frequência nos seguintes pontos: nos emissores VT5, VT7, nos emissores e coletores VT6, VT8, nas bases VT13, VT14, nos coletores VT13, VT14, nos emissores VT16 - VT19. Se o osciloscópio for sensível o suficiente, é melhor não conectar a ponta de prova, mas simplesmente trazê-la para cima, pois as tensões de RF são perfeitamente induzidas nela.

Também é útil verificar a ausência de tensão de RF nos barramentos que conectam as bases dos transistores da saída e estágios anteriores. A visualização em cada ponto deve ser realizada em toda a faixa de amplitudes do sinal fornecida às bases VT5, VT7 - da sua ausência à limitação profunda. Se um osciloscópio de alta frequência não estiver disponível, um voltímetro de banda larga pode ser usado, mas pode fornecer leituras falsas devido aos harmônicos do sinal de baixa frequência quando ele é cortado.

Ao identificar transistores auto-excitados, é melhor substituí-los por outros que possam ser reparados de outro lote. Se a substituição não produzir o efeito desejado, circuitos RC em série são instalados entre os terminais de base e emissor com classificações de 33 a 68 ohms e 100 pF para transistores de baixa potência a 470 pF e 10 ohms para transistores de média potência. Você também pode tentar conectar em série ao alvo da base do transistor gerador um resistor de tamanho pequeno com um valor nominal de 10 a 39 ohms.

Após a realização de testes com tensão de alimentação reduzida, os resistores nos circuitos retificadores de ± 40 V são eliminados e verificados novamente quanto à ausência de autoexcitação em HF ​​em potência máxima

Na presença de um gerador de sinal senoidal cobrindo a faixa de frequência de até 10 MHz, é altamente desejável controlar a resposta de frequência de sinal baixo e a resposta de fase do caminho de VT5, VT7 a XP2.

Em condições amadoras, isso é feito de forma mais conveniente usando um osciloscópio de dois canais. Um sinal de entrada é fornecido a um canal (da base VT5, VT7) para o outro - um sinal do conector XP2. Usando um osciloscópio de canal único, você terá que colocar sua varredura no modo de sincronização externa com um sinal do gerador (muitos geradores de sinal também têm uma saída para sincronização do osciloscópio) para avaliar a mudança de fase do deslocamento das formas de onda. Ao remover a resposta de frequência de sinal baixo e a resposta de fase, a faixa de tensão de saída de pico a pico deve ser mantida dentro de 0.5 ... 1 V. Para a estabilidade do amplificador, a faixa de frequência de 1 ... 10 MHz é mais importante . tolerâncias e valores nominais da resposta de frequência e resposta de fase são dados na tabela. 2.

As medições devem ser realizadas para três valores do componente constante da tensão de saída - uma vez para tensões próximas de zero e as outras duas - para uma tensão de saída que não atinge 2 ... 4 V até o limite limite em cada lado. Um aumento no deslocamento de fase devido a uma alteração no componente constante da tensão de saída até uma frequência de 7 MHz não deve exceder 6 ... 9 ". Se um deslocamento de fase excessivo for detectado durante as medições, então, como regra , isso se deve a uma frequência de corte insuficiente dos transistores VT 13 - VT 19 , com menos frequência - VT20 - VT23 ou VT24 - VT27.

Ressonâncias parasitas de capacitores de baixa qualidade C53 - C76 também podem levar a anomalias na resposta de frequência e resposta de fase. portanto, faz sentido "passar" suavemente a faixa de frequência de 1 ... 10 MHz com o gerador, observando mudanças na tensão de saída para garantir que não haja saltos bruscos na resposta de frequência e picos de resposta de fase. Você não deve conectar uma carga ao medir a resposta de frequência e a resposta de fase em altas frequências, pois o circuito de saída RLC acima de 500 kHz praticamente separa a carga da saída do próprio amplificador.

Se desejar, você pode verificar a taxa de variação máxima do amplificador aplicando VT5 nas bases. Sinal VT7 com frequência de 0.8 ... 1.2 MHz e. aumentando gradativamente seu nível, observe o momento em que aparece a limitação do slew rate (as meias-ondas da senóide perdem a simetria). Esse experimento, no entanto, é extremamente arriscado e pode levar à falha de transistores poderosos. Está ligado a isso. que a taxa máxima permitida de aumento de tensão coletor-emissor para transistores da série KT818, KT819 é de 150 V / μs (para os melhores transistores importados - 250 ... 300 V / μs), e o amplificador é capaz de atingir velocidades de até 160 ..200 V / μs. Recomenda-se que a tensão de alimentação do estágio de saída seja reduzida para ±30 V durante este teste.

Após a conclusão bem-sucedida das verificações, o resistor R33 é soldado no lugar. conectando a cascata preliminar ao amplificador operacional DA1. e reintroduzir resistores de proteção no circuito retificador ± 40 V. Um jumper é instalado no conector XP2, os terminais C52 são fechados. e a entrada do amplificador está conectada a um fio comum. A entrada do osciloscópio deve ser conectada ao XP2. Depois de ligar a potência do amplificador, agora coberto pelo CAB geral. o valor de estado estacionário do componente constante na saída do amplificador não deve exceder alguns mV, e a amplitude do ruído de saída de banda larga não deve exceder 10 mV. além disso, a parte principal desse ruído é a interferência HF das estações de rádio e o fundo com a frequência da rede. Se a fonte de alimentação do amplificador operacional aparecer mais tarde ou cair antes que a potência do estágio de saída aumente ou diminua, quando o amplificador é ligado e desligado, são possíveis flashes de autoexcitação ao longo do loop OOS. Não representam perigo, apenas é indesejável ligar o amplificador imediatamente após desligá-lo. Para retardar o declínio na tensão de alimentação do amplificador operacional, a capacitância dos capacitores C22. C23 e C32, C33 na unidade de automação é recomendado para ser aumentado para 2200 uF.

Se o amplificador, após ligar a energia, entrar em um estado de geração contínua e a verificação anterior da resposta de fase das cascatas de VT5, VT7 ao conector XP2 der resultados positivos, provavelmente há um erro na instalação ou classificação dos elementos R22 - R25. R27. R28. C16-C18. ou o amplificador operacional DA3 tem um defeito - uma margem reduzida de estabilidade. Outra razão pode ser uma mudança na corrente quiescente dos transistores de saída após qualquer substituição (reduzir a corrente quiescente reduz a velocidade dos transistores de saída e aumenta a mudança de fase que eles introduzem). O resto das razões são improváveis.

Nota: a irregularidade da resposta de frequência na faixa de 4 a 10 MHz deve estar dentro da faixa de -0.7 .. +2 dB em relação ao valor na frequência de 4 MHz e o aumento na resposta de frequência em frequências acima 10 MHz não deve exceder 3...3.5 dB.

Após a eliminação da geração, resta apenas verificar a margem de estabilidade no loop NF. Para fazer isso, o sinal do gerador de pulso retangular é alimentado no pino 1 do grupo S1 (Fig. 13) na placa amplificadora. A amplitude do sinal do gerador deve ser de 5 ... 10 V. enquanto a amplitude do sinal de saída do amplificador, observada no XP2. deve ser metade disso. Nesse caso, a magnitude relativa do surto nas frentes de pulso não deve exceder 20% (na cópia do autor era de cerca de 8% - veja a Fig. 20) e. o que é mais importante, o "toque" após a frente deve desaparecer completamente em não mais que um período e meio. Uma pequena "ondulação" nas "prateleiras", visível na Fig. 20 é o resultado da ressonância parasita no circuito de potência do microcircuito digital no qual o gerador de pulsos está montado. O tempo de subida ou descida (em 10% e 90% dos níveis de estado estacionário) deve ser de aproximadamente 70 ns (consulte a Figura 21).

A aparência da subida e descida na saída do amplificador, se o sinal do gerador tiver a mesma subida e descida, deve ser perfeitamente simétrica a olho nu. Se não for. então há uma grande probabilidade de haver elementos defeituosos em um dos braços do amplificador de tensão (VT5 - VT8, VT13, VT14) ou no seguidor de saída. DA3 também pode estar com defeito. Se o surto exceder 20 ... 25% ou "ringing" for perceptível após o surto, é necessário aumentar a capacitância do capacitor C46 e selecionar o resistor R71 para a atenuação mais rápida do transiente.

Então é desejável verificar a margem de estabilidade do amplificador em toda a faixa de tensões de saída sob carga. Para fazer isso, um circuito RLC de saída (L1. L2. R118-R121. C77. C78) e uma carga ativa com uma resistência de 0.8 do nominal são conectados ao HRP. Depois disso, o tipo de transientes no XP2 é verificado com a carga conectada.

Em seguida, o curto-circuito da entrada do amplificador com um fio comum é eliminado e um sinal de baixa frequência (100 ... 200 Hz) do gerador de sinal senoidal é alimentado na entrada do amplificador. Neste caso, o gerador de pulsos retangulares ainda deve estar conectado a S1. Ao aumentar a amplitude do sinal senoidal, um processo transiente é observado no XP2 em diferentes tensões instantâneas de saída, até o limite. Se não houver overshoot excessivo e "ringing" no transiente de onda quadrada conforme a tensão de saída se aproxima do limite de corte, você pode fechar os resistores de segurança nos circuitos retificadores de ±40 V e repetir o teste com potência total. O cabo através do qual a placa do filtro de saída está conectada não deve ter mais de 0,4 m. Finalmente, você pode desconectar a carga e verificar a resposta transitória sem carga.

Não é aconselhável aumentar a margem de fase para 80 ... 90' para obter um transiente sem surto no UMZCH (como na maioria dos outros amplificadores de banda larga). Ao mesmo tempo, a largura de banda do OOS é reduzida várias vezes, e sua profundidade especialmente alcançável no limite superior da faixa de frequência operacional é reduzida. Tais decisões geralmente são justificadas pela necessidade de garantir a estabilidade quando o amplificador está operando com uma carga complexa, porém, como você sabe, a guilhotina não é o único e nem o melhor remédio para dor de cabeça. Vários elementos no filtro de saída, de acordo com o autor, não são um preço muito caro para a oportunidade de expandir a largura de banda OOS em uma ordem de grandeza.

A última etapa na configuração é definir o limite flexível. Antes de definir o limite, você deve remover o jumper de C52 e conectar a saída +OS - o contato FBH (na placa - entre os resistores R40 e R41) aos pinos XP2. mantendo o jumper no conector. É útil conectar um filtro de saída e uma carga nominal à saída do amplificador

A maneira mais conveniente de ajustar o limite suave é instalar resistores maiores R16 e R17 (por exemplo, 75 kΩ). e então, conectando resistores com resistência de 0,2 ... 1 MΩ em paralelo a eles, certifique-se de que a entrada para a limitação do próprio amplificador de potência (determinada pelo aparecimento de um sinal na saída de DA2) ocorra somente quando o a entrada é sobrecarregada 2 ... 3 vezes (em comparação com a situação em que não há limitador suave). Apesar de. que o limite de limitação monitora o valor da tensão de alimentação do estágio de saída, a compensação não é ideal, portanto, é necessário ajustar o limitador na tensão nominal de alimentação e conectar a carga nominal. O resistor R16 é responsável pelo limite para limitar a meia onda negativa (na saída do amplificador) e R17 é positivo.

Quando a tensão de alimentação do estágio de saída for superior a ±30 V, também é desejável definir o limite de proteção OBR com mais precisão. Para isso, as resistências R114 e R117 são ajustadas para 12 ... 15% a mais do que aquela com a qual a proteção é acionada na tensão máxima de saída do amplificador em marcha lenta sem carga.

Depois de montar e afinar um amplificador, é natural querer determinar suas características. Medições de potência. AFC. ganho geralmente não é um problema. Você precisa ter mais cuidado ao medir o ruído - devido à largura de banda muito ampla, o amplificador de potência amplifica a interferência das estações de rádio até a faixa de HF. Portanto, ao medir o ruído, é necessário limitar a largura de banda do sinal aplicado ao voltímetro.

A maneira mais fácil de fazer isso é com um filtro passivo de primeira ordem. A banda de ruído desse filtro é 1.57 vezes mais larga que sua largura de banda, portanto, se você quiser medir o ruído na banda de 22...25 kHz. a frequência de corte do circuito RC deve ser escolhida igual a 14 ... 16 kHz.

Outro problema na medição de ruído é a interferência com a frequência da rede. A maneira mais fácil de filtrá-los é com um filtro passa-alta de 1 kHz, mas em qualquer caso, você precisa fazer as conexões corretamente e blindar o amplificador.

Para evitar o aparecimento de loops fechados do fio comum, todas as fontes de alimentação são isoladas e conectadas apenas na placa do amplificador, e os condutores comuns para os circuitos de sinal e energia são separados na placa. O ponto de sua conexão é fornecido com um orifício para soldar um fio (com seção transversal de pelo menos 0.75 mm2) conectando o fio comum da placa do amplificador ao gabinete, este orifício está localizado entre R65 e R69. A conexão de todos os circuitos (exceto a blindagem dos transformadores) com a caixa do amplificador é realizada em um único local, selecionado experimentalmente de acordo com o menor nível de interferência.

A tensão de ruído deve ser medida com um milivoltímetro true-rms, por exemplo. VZ-57. Ao usar um milivoltímetro convencional, o resultado precisa ser corrigido - ele subestima o ruído em 12 ... 15%. No layout do amplificador do autor, o ruído de saída na banda de 1...22 kHz com uma entrada fechada, mesmo sem blindagem, não excede 80...100 µV.

A maior dificuldade é a medição da distorção não linear e de intermodulação introduzida pelo amplificador. Está ligado a isso. isso devido à baixa distorção do amplificador mesmo antes da cobertura do OOS (não mais que 1 ... 2%) e à profundidade do OOS em toda a faixa de frequência de áudio superior a 85 dB. as principais fontes de distorção são a imperfeição dos componentes passivos, a interferência do estágio de saída push-pull e a distorção introduzida pelo filtro de entrada no DA1. Em frequências acima de alguns kilohertz, a não linearidade da capacitância dos diodos VD9 - VDI4 começa a contribuir para o circuito limitador "suave". Com todas as medidas tomadas. como resultado, a distorção de um bom amplificador não excede 0.002%. que está abaixo dos limites de medição da maioria dos instrumentos de medição, bem como menos distorção e ruído da maioria dos geradores. A faixa dinâmica da maioria dos analisadores de espectro também não excede 90 dB. ou 0.003%. Portanto, a medição direta de distorções não lineares e de intermodulação de tais amplificadores por meios padrão é praticamente impossível.

A solução geralmente aceita em tal situação é usar uma metodologia semelhante à usada para verificação de geradores. O sinal de frequência fundamental na saída do dispositivo em teste é atenuado por um filtro notch, e um analisador de espectro é usado para extrair harmônicos e componentes de combinação do ruído de banda larga. No entanto, isso levanta o problema do impacto do filtro notch no desempenho do dispositivo em teste. No caso do UMZCH, que possui uma impedância de saída baixa (e bastante linear!) sem um OOS geral e um filtro com alta impedância de entrada, ao usar dispositivos certificados (por exemplo, um filtro do kit gerador GZ-118), este efeito pode ser desprezado.

Além disso, um analisador de espectro é necessário para medições. Devido ao uso generalizado do PC. equipados com placas de som, vários autores pouco atentos recomendam o uso de analisadores de espectro de software (SpectraLab, etc.). Isso ignora o fato de que a faixa de frequência ADC das placas de som não excede 22 kHz. aqueles. em frequências de sinal acima de 11 kHz, mesmo o segundo harmônico está fora da largura de banda da placa.

Para avaliação rápida de distorções, você pode fazer o seguinte. Um filtro passa-baixo com frequência de corte de 200 ... 250 kHz é conectado à saída do UMZCH e, a seguir, um filtro de entalhe pré-configurado, incluído no kit do gerador. Então, um sinal de um gerador com pequenas distorções não lineares é alimentado na entrada do amplificador, por exemplo. GZ-118 ou GS-50 (0.0002% a 10 kHz), e o sinal na saída do filtro notch é observado por um osciloscópio altamente sensível.

Um filtro passa-baixo é necessário para reduzir o nível de ruído para que os produtos de distorção possam ser vistos. No entanto, na cópia do autor, os produtos de distorção revelaram-se indistinguíveis contra o ruído de fundo até o início da operação do limitador "suave", mesmo na frequência de 20 kHz.

Respostas às perguntas

1. O que causa o aumento da complexidade do amplificador?

Quase todos os componentes adicionais são usados ​​​​neste amplificador de potência - um filtro de entrada, limitação "suave", partida "suave", proteção, dispositivos de indicação. Esta abordagem é típica para amplificadores profissionais.

2. Que projeto serviu de protótipo para ele?

O protótipo deste UMZCH (assim como vários outros projetos populares na época) é um amplificador, cuja descrição foi publicada no nº 14 de 1977 na revista "Radio. Fernsehen, Elektronik" (Wiederhold M. " Neuartige Konzeption fur einen Hi-Fi Leistungverstrker" ). Na fig. 1 mostra seu diagrama funcional. Um amplificador operacional foi usado como pré-amplificador. seguido por um amplificador que consiste em um seguidor de emissor em um transistor VT2 e transistores VT1, VT3 (conectados de acordo com o circuito OB). As desvantagens deste UMZCH incluem o uso de circuitos resistivos de diodo não lineares para definir a corrente quiescente do estágio de saída e o uso de um amplificador operacional que sofre de um "degrau" - (μA709 - um análogo de K153UD1). Além disso, a correção de frequência deste amplificador também não é ideal.

Outro UMZCH com uma estrutura semelhante a um amplificador cascode, descrito por V. Kletsov ("Amplificador de baixa distorção". - Radio. 1983. No. 7. p. 51 - 53), distingue-se pela ausência de um amplificador operacional em o circuito de sinal (Fig. 2) e a aparência de um diodo zener VD1 para correspondência de nível. A utilização de um estágio diferencial simples, e mesmo com captação de sinal assimétrica, levou a uma forte influência do circuito de potência + Upit1. Deve-se notar aqui que o uso de estágios de entrada em elementos discretos usando o conhecido circuito mais complexo pode ser justificado e pode levar a resultados interessantes.

Em seguida deve ser chamado de "alta fidelidade UMZCH" N. Sukhov (Radio, 1989. No. 6. pp. 55 - 57: No. 7. pp. 57-61). O diagrama de blocos deste PA é mostrado na fig. 3.

O uso de um amplificador operacional relativamente linear reduziu o nível de distorção (pelo menos em baixas frequências) em pelo menos uma ordem de grandeza em comparação com projetos feitos de acordo com soluções de circuitos tradicionais. Ao mesmo tempo, o integrador de amplificador operacional no circuito OOS PA de corrente contínua, útil de fato, é conectado a uma das saídas do circuito de balanceamento DA1 do amplificador operacional, o que leva a uma violação da simetria de seu estágio de entrada. O uso de dois em vez de três diodos no circuito de polarização do transistor VT7 (como no protótipo da Fig. 1) aumentou a não linearidade do amplificador cascode e a falta de medidas para impedir que os transistores do amplificador de tensão entrem no o modo de quase saturação forçou a correção de frequência para “zumbido”. Como resultado, as características dinâmicas deste UMZCH acabaram sendo potencialmente possíveis. Um nó interessante neste amplificador era o compensador de resistência dos fios de conexão no circuito de carga, que antes era usado principalmente em equipamentos de medição.

Observe que no amplificador de N. Sukhov (e depois no amplificador de S. Ageev), foram usadas soluções de circuito bem-sucedidas, propostas por P. Zuev ("Amplificador com feedback de loop múltiplo". - Rádio. 1984. No. 11. pp. 29 - 32. s 42, 43). Esta é uma proteção de "gatilho" eficaz contra sobrecarga de corrente (especialmente quando ocorre uma corrente de passagem), feita nos transistores VT3 - VT6, VT15 (Fig. 3). bem como um filtro de entrada que limita o efeito da interferência fora da banda no amplificador.

Observe que em nenhum dos projetos acima, exceto no projeto de S. Ageev, não há proteção feita levando em consideração a área de operação segura (OBR) dos transistores de saída. Isso é significativo, pois ao trabalhar em carga real, as trajetórias dos pontos de operação dos transistores de saída nesses projetos vão muito além dos limites do OBR. o que reduz drasticamente sua confiabilidade.

O diagrama de blocos do UMZCH S. Ageev é fornecido em "Radio", 1999, nº 10. p. 16. Uma alteração - o transistor superior VT6 no diagrama de blocos deve ser designado VT8.

Observe que as características reais e o "comportamento" do amplificador ao operar em uma carga real são determinados pelo grau de estudo das "pequenas coisas" dos circuitos, correção de frequência e design. Assim, um aumento acentuado na linearidade do amplificador de tensão é fornecido tanto pela simetria do circuito quanto pelo aumento da tensão de alimentação. Uma fonte de alimentação separada para o estágio de saída melhora significativamente o uso da tensão, aumenta a potência de saída alcançável e facilita a operação dos transistores de saída. A redução da corrente máxima por cada transistor de saída possibilitou evitar uma queda acentuada no ganho de corrente (a diminuição do coeficiente de transferência de corrente base h21e para KT818 e KT819 começa em uma corrente de coletor acima de 1 A) e manter a linearidade da saída estágio.

A distribuição da correção de frequência no amplificador está próxima do ideal, o que possibilitou melhorar suas características dinâmicas em uma ordem de grandeza e a profundidade do feedback em frequências mais altas da faixa de áudio - em duas ordens de grandeza em comparação com o melhor protótipo. Ao modificar a fonte de polarização inicial, a estabilidade térmica do amplificador é assegurada. A supressão do efeito de detecção de sinais de RF foi conseguida balanceando a estrutura, introduzindo resistores em série com capacitores de correção e introduzindo capacitores entre as bases dos transistores do estágio de saída para garantir seu balanceamento dinâmico. O amplificador também usa um circuito RLC especialmente projetado na saída, um dispositivo de proteção que leva em consideração o OBR. e os amplificadores operacionais são usados ​​em uma conexão inversora.

O projeto do amplificador, embora bastante complicado, cumpre plenamente a tarefa de obter deslocamentos de fase mínimos e radiação espúria do estágio de saída.

Aumentar a linearidade original (sem OOS), melhorar as propriedades de velocidade e OOS de banda larga sempre melhora os amplificadores, e os exames "auditivos" confirmam isso.

3. Publique o diagrama de interconexão completo de nós e placas amplificadoras.

Um diagrama completo das interconexões do amplificador é mostrado na fig. quatro.

4. Como reduzir a potência de saída do amplificador e simplificá-la sem degradar os parâmetros?

Para reduzir a potência do amplificador para 60 ... 80 W com carga de 4 ohms, basta reduzir o número de transistores do estágio de saída, reduzir a tensão de alimentação do estágio de saída para ± 28 ... ± 30 V e a tensão de alimentação do amplificador de tensão, respectivamente, para ± 40 ... ±43 V. Para transistores domésticos, a melhor opção para o estágio de saída é de 5 a 6 unidades. KT818-KT819 com índices V. G ou 2 - 3 unid. KT8101-KT8102 no ombro na fase final, 4 unid. KT639 (com índices D, E) - KT961 (com índices A. B) por ombro no segundo estágio, bem como dois KT9115 (com índices A. B) e KT602B (ou 6M) no primeiro estágio do estágio de saída .

Resistores no circuito emissor KT818-KT819 - com uma resistência de 0.6 ... 0,7 Ohm (dois em paralelo, 1,2 ... 1,5 Ohms cada) a uma corrente quiescente de 90 ... 100 mA por transistor, para KT8101 - KT8102 - 0.3 ... 0.4 Ohm (três em paralelo, 1 ... 1.2 Ohm cada) a uma corrente quiescente de cerca de 200 mA por transistor.

Corrente quiescente KT639-KT961 - 65 ... 70 mA cada (R82 - R855 - com resistência de 18 ... 22 Ohms), corrente quiescente KT9115 / KT602 - 15 mA cada (R76. R77 - não 180 ... 200 Ohms).

Diodos em emissores VT16-VT19 (consulte "Rádio", 2000. No. 4) - KD521, KD522, KD510 com qualquer índice.

Como já mencionado no artigo de S. Ageev, se possível, recomenda-se o uso de transistores importados (ver "Rádio", 2000, nº 5, p. 23). O autor recomenda transistores 9115SA2 em vez de KT1380. KT969 deve ser substituído por KT602BM ou 2SC3502. Para a opção 60 ... 80 W com uma fonte de alimentação de 28 ... 31 V, no primeiro estágio do estágio de saída, um par de transistores com uma corrente quiescente de cerca de 20 mA é suficiente (nominal R76 é 130- 150 Ohms), no segundo estágio - 2 unid. no ombro 2SB649 e 2SD669 ou 2SA1249 e 2SC3117 com uma corrente quiescente de 80 ... 90 mA (nominal R82, R83 - 13 - 15 Ohm). Na saída, um par de 2SA1216 / 2SC2922 com resistores de emissor com resistência de 0,2 ... 0,25 Ohm é suficiente e com uma corrente quiescente de cerca de 200 mA, porém, é melhor (mas mais caro) colocar dois pares de 2SA1215 e 2SC2921 com resistores de 0,3 Ohm. com uma corrente quiescente de cerca de 120 mA por par.

Capacitores do filtro de tensão de alimentação 28...30 V - 6 unid. com capacidade de 4700 uF a 35 V em cada braço. Diodos retificadores - KD213 com qualquer índice de letras.

Com a autofiação da placa PA, atenção especial deve ser dada para minimizar as indutâncias parasitas dos circuitos de potência e o fio comum do estágio de saída potente.

(clique para ampliar)

5. Quais são a resposta de frequência e a resposta de fase do amplificador?

A resposta de frequência do próprio PA (sem filtros) se estende de corrente contínua a 3.5 ... 4 MHz (em termos de nível de -XNUMXdB). A banda de ação do OOS é um pouco mais larga devido à ação dos capacitores boost conectados em paralelo com os resistores OOS. A mudança de fase do PA na banda de frequência de áudio é de frações de grau.

6. Qual é a razão para usar um sistema operacional tão "antigo"?

A coisa é. que o OU KR140UD1101, de acordo com suas características, é muito mais adequado para uso no UMZCH do que qualquer outro.

Em primeiro lugar, a resposta de frequência deste amplificador operacional possui um par polo-zero adicional, o que permite aumentar drasticamente o produto efetivo da banda de ganho. Em um amplificador totalmente corrigido, seu valor é de cerca de 50x103 a uma frequência de 100 kHz e a frequência de ganho unitário é de cerca de 15 MHz. É esta circunstância (ganho de loop três vezes maior do que com correção monopolar padrão) que melhora significativamente a capacidade deste amplificador operacional de corrigir erros introduzidos por outros elementos.

Em segundo lugar, o tempo de saída do amplificador operacional da restrição não excede 200 não, é isso. em particular, evita a excitação do UMZCH durante sobrecargas. Outra vantagem é o excelente aproveitamento da tensão de alimentação. Também são importantes as baixas correntes de entrada e capacitância (menos de 2 pF), alto ganho CC e linearidade muito alta em uma ampla banda de frequência.

As afirmações que às vezes são encontradas sobre uma não linearidade ou assimetria significativa (em comparação com outros amplificadores operacionais) das características de transferência do LM318 (KR140UD1101) não encontram confirmação experimental. Pelo contrário, devido ao feedback local profundo e à corrente quiescente relativamente grande, a distorção intrínseca deste amplificador operacional sem feedback. especialmente em HF ou sob carga, são mais baixos do que a maioria dos amplificadores operacionais de uso geral. A assimetria das taxas máximas de subida e descida (geralmente excedendo 75 V/µs) em uma conexão inversora não excede 15%. além disso, o processo transiente retém sua forma e simetria até taxas de subida e descida de 50...60 V/µs (65...75% do máximo). A última propriedade não é comum e indica uma alta linearidade dinâmica.

A densidade espectral do ruído EMF em KR140UD1101 a uma frequência de 1 kHz é. 13..16 nVDTz, o ruído de oscilação é expresso fracamente (a frequência de corte é de cerca de 100 Hz). A densidade espectral da corrente de ruído em frequências médias não excede 0.4 pA/uTc. que permite o uso de resistores de resistência relativamente alta em circuitos OOS. O K574UD1 recomendado por vários autores é inferior em todos os aspectos - desde a faixa de linearidade de entrada (0.5 0.6 V vs. 0,8 V) e a banda no modo de ganho unitário (5 ... 6 MHz vs. 16 ... 18 MHz) para características estáticas (tensão offset, deriva, etc.). A densidade espectral do ruído EMF uK574UD1 (14...20 nVD'Hz a 1 kHz) é, na melhor das hipóteses, a mesma. como KR140UD1101.

Quanto à taxa de variação e frequência de ganho unitário (50 V / μs e 10 MHz), para K574UD1 eles são fornecidos sem correção, enquanto é estável (de acordo com as especificações) com um ganho de pelo menos 5. Isso não é melhor do que isso do LF357 comum (KR140UD23). Quando corrigido para ganho unitário, o K574UD1, com uma margem de estabilidade mínima, possui uma largura de banda de não mais que 5 ... 6 MHz e uma taxa de variação de cerca de 25 V / μs. A frequência de ganho de unidade no loop OS para UMZCH como um todo no caso de usar K574UD1 não pode ser superior a 2,5 ... 3 MHz devido ao deslocamento de fase relativamente grande no RF (ou seja, atraso de sinal) introduzido pelo op -amp. Portanto, a profundidade do feedback em frequências de dezenas de quilohertz ao usar K574UD1 acaba sendo uma ordem de grandeza menor do que com KR140UD1101, respectivamente, maior distorção e UMZCH como um todo.

Entre os amplificadores operacionais estrangeiros modernos, existem muitos KR140UD1101 (LM318) superiores em certos parâmetros. Porém, ainda não existem notavelmente melhores em toda a gama de parâmetros, e é por isso que ninguém no exterior retira o LM318 da produção.

Quanto ao melhor do sistema operacional existente. apesar dos preços e raridade, o autor recomenda LT1 ou HA4 como DA1468 e DA5221. e como DA3 - AD842. no entanto, ao usar o AD842, é necessário alterar significativamente os circuitos de correção UMZCH. A propósito, o ganho na profundidade do FOS ao usar o AD842 em combinação com os melhores transistores importados não excede 6...8 dB. o ganho em termos de propriedades de frequência do UMZCH é de 30 ... 40%. Isso é um pouco e, o mais importante, essas melhorias são quase invisíveis ao ouvido.

7. Por que os transistores de saída domésticos são usados ​​​​no amplificador, enquanto os importados são melhores em termos de parâmetros?

O autor procedeu da condição de disponibilidade de dispositivos semicondutores utilizados no amplificador. De fato, as deficiências dos transistores domésticos aplicados se manifestam, em particular, na limitação da potência do amplificador e na necessidade de conectar um grande número de transistores em paralelo para garantir a confiabilidade garantida. O elemento mais fraco, aliás, não é a saída, mas os transistores de pré-saída (KT639E).

No entanto, segundo o autor. 100 watts de potência não distorcida com uma carga de amplificador complexa em casa é o suficiente. Além disso, os amplificadores importados mais caros também não são capazes disso. Por exemplo, o modelo "Symphonic Line RG-9 Mk3" (US$ 2990). que recebeu notas muito boas na imprensa estrangeira (segundo a revista "Audio Magazin"), com potência declarada de 300 W com carga de 8 ohms, em sinal de tom com frequência de 50 Hz, na verdade cede sem distorção (K- não mais que 0.1%) uma potência que não exceda 70 W em uma resistência puramente ativa de 8 ohms, cerca de 95 W em 4 ohms e ainda menos com uma carga complexa. Portanto, notamos mais uma vez que se você deseja reduzir a potência do UMZCH superlinear, é aconselhável reduzir os valores de tensão nominal de sua fonte de alimentação, enquanto também pode reduzir o número de transistores na saída estágio

Como estudos especialmente conduzidos mostraram, o estágio de saída por conexão paralela de oito transistores domésticos não é inferior em distorção à variante do estágio de saída com potência de 120 W nos melhores transistores importados existentes - no primeiro estágio 2SA1380 e 2SC3502, dois por ombro 2SB649 e 2SD669. e na saída - 2SA1215 e 2SC2921. também dois por ombro. Além disso, a opção de usar um número maior de transistores de saída proporcionou uma comutação "mais suave" dos braços, enquanto houve uma completa ausência de distorções de "comutação". Quanto às características de velocidade, existem oscilogramas que mostram excelente linearidade dinâmica do amplificador (ver artigo em 'Radio, 2000. No. 6). filmado precisamente no bloco UMZCH com transistores poderosos domésticos.

Deve-se notar que o uso de transistores importados, é claro, reduz a complexidade da montagem do amplificador e, juntamente com uma alteração nos circuitos de correção em 30...40%, melhora as características de velocidade. No entanto, isso quase não afeta a qualidade do som.

8. Ao medir o coeficiente de transferência de corrente da base dos transistores KT819G, obteve-se o valor h21e = 400 e KT818G - 200. Isso não é demais para eles?

Sim, é demais. Valores h21e = 100 ... 160 em uma corrente de 100 mA ainda são aceitáveis, mas mais de duzentos é indesejável. Infelizmente, existem transistores com h21e de até 500. Eles são extremamente pouco confiáveis ​​​​e têm uma diminuição perceptível no coeficiente de transferência de corrente de base já em uma corrente de coletor de mais de 1 A. É melhor usar transistores KT818G e KT819G fabricados depois de meados de 1997 - seus parâmetros geralmente são melhores.

9. É possível usar transistores das séries KT8101 e KT8102 no estágio de saída como análogos dos mencionados no artigo 2SA1215, 2SC2921?

O problema é. que entre os transistores desse tipo adquiridos no mercado existem muitos casamentos, inclusive os de acordo com a OBR. Os parâmetros elétricos permitem instalar esses transistores no estágio de saída não mais que quatro ou cinco por braço devido à capacitância significativa de suas transições - o dobro do KT818. KT819. Se os transistores forem de boa qualidade, é bastante aceitável usá-los em um amplificador.

10. O que explica o uso de transistores caros KT632B e KT638A em UMZCH?

Em primeiro lugar, também existem versões baratas à venda, mas "em plástico * (por exemplo, KT638A1). Em segundo lugar, de acordo com o autor do artigo, esses são os únicos transistores domésticos complementares adequados para amplificadores com tensão de alimentação acima de ±40 V . A propósito, a linearidade de suas características de saída é muito alta e a resistência de volume do coletor é pequena.Os transistores importados 2N5401 e 2N5551 são um pouco piores nesse aspecto, mas é permitido usá-los (levando em consideração o diferença na pinagem). Como sua substituição, os transistores KT6116A, KT6117A podem ser recomendados.

11. Preciso fazer alguma alteração no amplificador se usar capacitores de óxido de capacidade maior - 15000 uF cada, nos circuitos de potência, instalando-os próximos à placa PA?

Nesse caso, a placa deve ser substituída por capacitores de óxido de "alta frequência" (por exemplo, 6-10 unid. K73-17 com capacidade de 4,7 μF a 63 V) e cadeias RC de amortecimento de dois a quatro capacitores de óxido conectados em paralelo com uma capacidade total de 1000 -2200 uF a 63 V e um resistor em série de 1 ohm 0.5 W para suprimir a ressonância com os fios de energia (eles devem ser torcidos). Atenção: na velocidade e corrente que este amplificador fornece, qualquer alteração significativa no projeto resulta na necessidade de reajustar os circuitos de correção (R71, C46) para otimizar a resposta transitória.

12. Especifique a tensão e corrente dos enrolamentos secundários do transformador T2.

A corrente nos enrolamentos do transformador de potência pode ser considerada como pico ou senoidal equivalente. Ao calcular um transformador operando em um retificador com filtro capacitivo, deve-se levar em consideração a corrente de pico, pois é ele quem determina a queda de tensão nos enrolamentos. Os fabricantes geralmente têm em mente a corrente com uma carga resistiva, cujo valor de pico é muito menor - respectivamente, para transformadores industriais com a mesma potência, a resistência do enrolamento é muito alta. É por esse motivo que os valores da resistência dos enrolamentos, e não da corrente, foram dados no artigo. Em outras versões do projeto de transformadores de potência, as resistências do enrolamento podem ser determinadas com bastante precisão, com base no comprimento estimado e na seção transversal do fio.

Para a versão do amplificador com uma tensão de alimentação do estágio de saída de 32 V, a tensão de circuito aberto nos enrolamentos deve ser 23 ... 24 V rms, a corrente máxima do enrolamento secundário em um pulso (com uma corrente de saída do amplificador de 7 A a uma frequência de 20 Hz) - 32 ... 37 A, ao mesmo tempo, a queda de tensão sob carga não deve exceder 2 ... 3 V. Os requisitos para os enrolamentos restantes são definidos no artigo.

13. Quais são as características de ligar o amplificador no modo de circuito de ponte para aumentar a potência de saída?

Ao fazer a ponte entre dois amplificadores, faz sentido fazer as seguintes alterações.

Primeiro, você precisa combinar os barramentos de força de ±40 V e o fio comum de ambos os amplificadores em um feixe de sete fios bem torcidos com uma seção transversal de pelo menos 1 mm2 cada, conforme mostrado na Fig. 1. O arranjo especial dos condutores permite minimizar a indutância parasita da conexão. A combinação de poderosos circuitos de potência dobra a capacitância efetiva dos capacitores do filtro e reduz a resistência equivalente do retificador usando ambas as metades da fonte de alimentação para amplificar cada meia onda do sinal. Uma condição necessária é que os enrolamentos secundários do transformador de potência T1 sejam separados para cada canal (é melhor enrolá-los com um feixe de fios) para excluir a corrente de equalização entre os retificadores e a corrente de compensação no fio comum de o pacote.

Em segundo lugar, é necessário reduzir a tensão de alimentação do estágio de saída de ±40 para ±32 V, o que facilitará a operação de seus transistores, permitindo que eles operem em ponte para uma carga de 4 ohms sem perturbar o OBR. Além disso, uma tensão menor permitirá o uso de capacitores com tensão operacional de 35 V de maior capacidade (com as mesmas dimensões).

Em terceiro lugar, eles excluem o amplificador operacional DA4 e os circuitos associados a ele.

14. Quão baixa a impedância da fonte precisa ser para que o filtro de entrada do amplificador funcione corretamente?

O protótipo deste amplificador possuía um estágio adicional com entrada balanceada e não necessitava de uma fonte de baixa impedância de sinal. No entanto, mesmo sem essa cascata, com uma resistência de saída da fonte de sinal inferior a 3 kOhm, as mudanças na resposta de frequência do filtro de entrada são muito insignificantes,

15. Como fazer uma entrada de amplificador balanceada sem perda de qualidade sonora?

Uma variante do circuito em cascata com uma entrada balanceada é mostrada na fig. 2.

Em comparação com KR140UD1101 ou LM318. indicado no diagrama, o uso de amplificadores operacionais populares entre os audiófilos (LT1028, LT1115, AD797. OPA627, OPA637, OPA604. OPA2604, etc.) em condições reais, por exemplo, na presença de interferência de RF, geralmente mostra o pior resultado . Dos amplificadores operacionais que testei, o AD842 tem melhor desempenho, mas este IC parece estar fora de produção agora. Observe que, devido à grande corrente de entrada deste amplificador operacional, a resistência dos resistores em cascata deve ser reduzida várias vezes.

16. O que pode ser recomendado para um UMZCH superlinear como pré-amplificador? Qual pré-amplificador o autor usou?

A entrada UMZCH é projetada para conexão direta a um CD player WADIA. tendo uma tensão de saída máxima de 2 V (aliás, um gravador DAT também tem um nível semelhante). O nível do sinal é definido por um DAC com função reguladora (além disso, o ajuste é combinado - tanto no "dígito" quanto no "analógico" - alterando a tensão de referência). Em um reprodutor de dois blocos, um regulador controlado digitalmente tem menos ruído de modulação em comparação com um resistor variável.

Dos CD players relativamente comuns, podemos recomendar os modelos SONY XA30ES, XA50ES e TEAC-X1. Os jogadores do SACD também provaram ser bons. Em vez de um pré-amplificador, o autor usou um simples interruptor nos relés de palheta.

Ao projetar um UMZCH superlinear, recomendamos o uso de controles de volume com atenuação discreta. Em casos extremos, você pode colocar um resistor variável com resistência de 10 kOhm na entrada do amplificador. e deve ser conectado após o capacitor C1. à frequência de corte do HPF de entrada. formado por Cl e a conexão paralela do regulador e R1, foi mínimo em baixo volume e máximo em alto volume.

17. Como posso reduzir temporariamente a potência de saída (sensibilidade)?

Para introduzir o modo "20 dB" ("silencioso"), é mais fácil introduzir um resistor e relé "quenching" adicionais (RES-49 ou RES-55, RES-60, RES-80, RES-81, RES- 91 e etc.) com contatos normalmente fechados conectados em paralelo com este resistor. A abertura dos contatos leva a uma diminuição do nível. Os contatos devem ser banhados a ouro (verifique os passaportes de retransmissão). Outros relés reed, também com contatos banhados a ouro, também funcionarão. O relé deve ser alimentado por uma tensão CC com baixo nível de ondulação, caso contrário, é possível uma corrente alternada de fundo.

18. Em dispositivos eletrônicos de banda larga, grandes capacitores de óxido geralmente são desviados por capacitores de cerâmica. Vale a pena, portanto, prever a colocação de capacitores SMD na placa?

Medições especiais mostraram que quando capacitores de óxido de qualidade padrão (Samsung, Jamicon, etc.) estão totalmente instalados na placa, a introdução de capacitores cerâmicos adicionais praticamente não altera a impedância dos barramentos de força na faixa de frequência de até 20 MHz, e as características transitórias do amplificador também não mudam. Capacitores SMD (montagem em superfície) de 63 V são raros, geralmente 50 V. Deve-se ter em mente que uma placa grande se deforma durante a montagem, o que pode levar a rachaduras nesses capacitores.

Literatura

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10. Conectores populares de produção estrangeira. - Rádio, 1997, nº 4, p. 60.
11. Conectores populares de produção estrangeira. - Rádio. 1997, nº 9, pp. 49-51.

Autor: S. Ageev, Moscou

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