Tubos ou transistores? Lâmpadas!. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica

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O que é “alta tecnologia”? É improvável que alguém consiga responder a esta pergunta de forma inequívoca. O fato é que esse conceito é puramente emocional. É simplesmente impossível criar um caminho eletroacústico que satisfaça absolutamente a todos.

Uma das características da nova direção no desenvolvimento da reprodução de som de alta qualidade é o renascimento do interesse no uso de válvulas eletrônicas em amplificadores AF. Isso se deve ao fato de que, ao realizarem a escuta comparativa do som de equipamentos valvulados e transistorizados, os especialistas passaram cada vez mais a dar preferência ao primeiro deles.

No artigo “Critérios psicoacústicos para qualidade de som e seleção de parâmetros UMZA”, o autor destas linhas primeiro tentou estabelecer uma conexão entre as características objetivas das válvulas eletrônicas e a percepção subjetiva do som fornecido pelos amplificadores AF valvulados. Vejamos isso com mais detalhes.

Em primeiro lugar, vamos lembrar aos leitores as principais características do uso de válvulas em amplificadores AF. Existem três esquemas conhecidos para sua conexão: com cátodo comum (Fig. 1, a), com ânodo comum (Fig. 1, b) e grade comum (Fig. 1, c). Os circuitos de quatro terminais U1 e U2 designam convencionalmente os circuitos de entrada e saída de cada um daqueles mostrados na Fig. 1 cascatas. Além disso, as redes de quatro terminais devem ser construídas de tal forma que uma corrente contínua possa fluir através dos circuitos anódicos das lâmpadas, e a tensão de polarização constante necessária possa ser aplicada à rede em relação ao cátodo.

O estágio amplificador mais utilizado é um circuito com cátodo comum. Na sua forma mais simples é mostrado na Fig. 2.

Sabe-se que as propriedades de uma lâmpada, como elemento de um circuito elétrico, são determinadas pelas relações entre correntes e tensões nos circuitos de seus eletrodos. Ao calcular amplificadores valvulados, é comum usar características estáticas de grade anódica: ╡a = f(Uc) com Ua = const E ╡a=f(Ua) com Uc=const. As famílias dessas características estão inter-relacionadas, portanto tendo uma delas você pode construir outras. Exemplos de tais características de um triodo e pentodo são mostrados na Fig. 3, respectivamente. 4 e XNUMX.

Os principais parâmetros da lâmpada podem ser facilmente determinados pelas características estáticas. O ganho é definido como a razão entre o incremento de tensão no ânodo e o incremento de tensão na rede a uma corrente anódica constante: m = ΔUa /ΔUC em la=const.

A resistência interna é definida como a razão entre o incremento da tensão anódica e o incremento da corrente anódica a uma tensão de rede constante:

Ri= ΔUa/Δla em Uc=const.

A inclinação da lâmpada é a razão entre o incremento da corrente anódica e o incremento da tensão da rede a uma tensão constante no ânodo: S = ΔIa/ΔUc em Ua= const.

Agora, sobre a operação de válvulas em um estágio de amplificador real. Convencionalmente, distinguem-se três modos: A. B e C. No modo A, a posição inicial do ponto de operação é escolhida de modo que, com uma amplitude de sinal real, ele se mova dentro da seção linear da grade característica da lâmpada. No modo B, o ponto de operação está localizado na curva inferior desta característica, e no modo C - à esquerda da curva. Como resultado, nos dois últimos modos a lâmpada opera como um elemento não linear.

O modo inicial de operação da lâmpada é definido pelas tensões das fontes de alimentação dos circuitos de seus eletrodos menos as quedas de tensões constantes nos elementos desses circuitos. Quedas de tensão e correntes nos circuitos dos eletrodos podem ser facilmente encontradas usando as características da lâmpada.

Não nos deteremos nas principais características do funcionamento de uma lâmpada em um estágio de amplificador linear e não daremos as fórmulas básicas de cálculo de um ou outro circuito para sua inclusão, encaminharemos o leitor à literatura [1, 2]. Observamos apenas que as propriedades dos estágios amplificadores valvulados são essencialmente equivalentes às propriedades de estágios semelhantes nos transistores. No entanto, também existem diferenças.

Em primeiro lugar, a inclinação da lâmpada não depende da temperatura do ânodo (dentro de limites razoáveis), mas o coeficiente de transferência de corrente dos transistores h21e muda com as flutuações na temperatura do seu cristal. Como resultado, em amplificadores valvulados é possível evitar a modulação de frequência infrabaixa do sinal e garantir uma boa reprodução da porção de baixa frequência do espectro de frequência de áudio. O equívoco existente sobre “graves fracos” em amplificadores valvulados está associado, em nossa opinião, à potência insuficiente dos transformadores de saída e transformadores de potência.

Em segundo lugar, lâmpadas. Ao contrário dos transistores, eles são controlados por tensão, não por corrente. Isso permite descarregar o estágio anterior em amplificadores valvulados e, consequentemente, reduzir a não linearidade que ele introduz. Não devemos, é claro, esquecer a capacitância de entrada do estágio subsequente, que pode ser bastante elevada. Assim, em uma cascata com lâmpada 6N2P, seu valor no ganho máximo é de cerca de 73 pF. mas para carregar tal capacitância, é necessária uma corrente significativamente menor do que a corrente de controle do estágio do transistor.

Em terceiro lugar, as lâmpadas são mais individuais que os transistores em termos de distorções não lineares introduzidas no sinal. Como exemplo, damos os níveis de distorção harmônica do sinal de saída para duas lâmpadas intercambiáveis ​​12AX7 e 6N2P em estágios equivalentes (Tabela 1).

Informações semelhantes para cascatas de transistores foram indicadas no artigo do autor, publicado na Rádio nº 12, 1987. Deve-se ter em mente que a mudança de modo em ambos os casos leva a uma redistribuição dos níveis dos componentes harmônicos.

Agora vamos falar sobre os fatores que influenciam a qualidade do som fornecida pelos estágios de saída dos amplificadores valvulados. Comecemos pela fonte de alimentação, pois, como mostra a prática, dela depende em grande parte o funcionamento de qualquer dispositivo de amplificação.

Devido ao fato de que a instalação de um estabilizador de tensão em um amplificador valvulado não é econômica, os requisitos para todos os elementos de sua fonte de alimentação aumentam.

Para eliminar perdas no cabo de rede, sua carga de corrente não deve exceder 2,5 A/mm2 de seção transversal. Antes do enrolamento primário do transformador de rede, é necessário instalar um filtro de supressão que suprime o ruído de alta frequência e de impulso que penetra no amplificador. É verdade que não protege contra os “cliques” que penetram no amplificador ao ligar e desligar eletrodomésticos com cargas reativas (geladeiras, aspiradores, etc.), mas protege contra interferências criadas por fontes de poderosas emissões de rádio.

Atenção especial deve ser dada ao transformador de potência. Seu projeto deve garantir a supressão das interferências que passam pelo filtro de rejeição.

Existem três designs principais de transformadores - blindados, de haste e toroidais. Os transformadores blindados mais utilizados são aqueles baseados em núcleos magnéticos em forma de W. Eles são baratos, tecnologicamente avançados, mas possuem grandes campos perdidos. Além disso, com tais transformadores é muito difícil eliminar interferências e interferências e, portanto, suprimir “cliques” ao operar eletrodomésticos. Os transformadores baseados em núcleos magnéticos toroidais não apresentam essas desvantagens, mas são muito caros.

A escolha da seção transversal do núcleo magnético do transformador de rede e a localização de seus enrolamentos nele são muito importantes. Para melhorar a qualidade do som, você precisa se esforçar para reduzir a indutância de fuga e a capacitância do próprio transformador. Atenção especial deve ser dada ao isolamento, blindagem e localização do enrolamento da rede no núcleo magnético. uma vez que quaisquer conexões parasitas contribuem para a penetração de interferência da rede no amplificador. Ao escolher a seção transversal do núcleo magnético e o diâmetro dos fios dos enrolamentos do transformador, é necessário levar em consideração que a corrente que passa pelo enrolamento secundário carregado na ponte retificadora pode atingir três vezes a corrente retificada. A prática de desenvolvimento de amplificadores AF mostra que um transformador de rede real deve ter uma margem de duas a três vezes na seção transversal do aço do núcleo magnético e do fio de cobre dos enrolamentos em relação aos métodos de cálculo geralmente aceitos.

Não há requisitos especiais para retificadores de fontes de alimentação de amplificadores de potência valvulados que difiram dos requisitos para dispositivos semelhantes de amplificadores transistorizados. É possível que dispositivos retificadores de maior tensão sejam utilizados para lâmpadas, uma vez que a tensão anódica das lâmpadas excede significativamente a tensão necessária para alimentar os transistores.

Recentemente, porém, tornou-se moda usar kenotrons em retificadores em vez de diodos de silício. Na verdade, o kenotron abre mais suavemente e a corrente retificada por ele contém menos componentes de alta frequência, porém, bons filtros anti-aliasing e a topologia de instalação correta tornam possível projetar um excelente retificador usando diodos de silício. Em outras palavras, com um retificador feito corretamente usando diodos de silício, um retificador kenotron não tem vantagens sobre ele.

O terceiro elemento principal da fonte de alimentação do amplificador é o filtro anti-aliasing. Nas fontes de alimentação para amplificadores AF de alta qualidade, é aconselhável usar filtros em capacitores fluoroplásticos ou polipropileno. No entanto, tais capacitores têm uma capacitância específica baixa e não suavizam suficientemente as ondulações da tensão retificada. Nesse sentido, é necessária a instalação de capacitores de óxido nos filtros. K50-27 são os mais adequados. Em vez de um capacitor de grande capacidade, recomenda-se usar vários capacitores conectados em paralelo de menor capacidade e contornar o capacitor de óxido com um capacitor de polipropileno de pequena capacidade. No entanto, recentemente surgiram capacitores de polipropileno K78-12. K78-17 e K78-20 com capacidade da ordem de dezenas de microfarads, projetados para uma tensão operacional de 500 V.

Agora - sobre os fatores que determinam a dependência do som do próprio amplificador. Ao escolher um circuito amplificador de potência de terminação única ou push-pull, as seguintes vantagens e desvantagens são geralmente levadas em consideração. Os harmônicos contidos nos sinais de saída dos amplificadores single-ended são menos perceptíveis à percepção subjetiva; Essas cascatas proporcionam um som mais suave no registro de alta frequência; são mais simples em circuitos e design. Entre as desvantagens das cascatas single-ended, pode-se notar a baixa eficiência (15...20%). como consequência, baixa potência de saída, altos requisitos para o nível de ondulação e estabilidade da tensão da fonte de alimentação, dificuldades na reprodução de frequências de áudio mais baixas. A última dessas desvantagens está associada à presença de magnetização constante do circuito magnético do transformador de saída de um amplificador de potência de terminação única. Isso leva a uma diminuição da permeabilidade magnética do núcleo magnético e, portanto, a uma diminuição na indutância do enrolamento primário do transformador de saída e a um aumento na frequência de corte de sua resposta em frequência.

As tentativas de aumentar a indutância aumentando o número de voltas do enrolamento primário rendem pouco, pois o viés aumenta e o aumento real da indutância será insignificante. Além disso, à medida que a resistência do enrolamento aumenta, a tensão perdida através dele aumentará e a eficiência diminuirá. A situação com a reprodução de frequências sonoras mais baixas pode ser melhorada aumentando a seção transversal do circuito magnético, que é o que fazem muitos projetistas de amplificadores valvulados de terminação única.

Os amplificadores de potência push-pull reproduzem melhor as frequências de áudio mais baixas, uma vez que não há magnetização permanente dos circuitos magnéticos em seus transformadores de saída. Esses amplificadores têm maior eficiência e potência de saída, são menos exigentes nos parâmetros da fonte de alimentação e requerem um transformador de saída mais simples. No entanto, os amplificadores push-pull reproduzem frequências de áudio mais altas com menos precisão e possuem circuitos mais complexos.

Para obter um som sem distorções, as características idênticas das lâmpadas do estágio de saída push-pull são muito importantes. Normalmente são selecionados de acordo com a inclinação e a tensão de fechamento, mas, como mostra a experiência, a seleção baseada apenas nesses parâmetros não é suficiente. Assim, quando as correntes das lâmpadas de saída estão desequilibradas, ocorre a modulação em amplitude dos harmônicos do sinal de saída com frequência de 100 Hz. ou seja, por exemplo, ao amplificar um sinal com frequência de 1000 Hz, componentes com frequência de 900 e 1100 Hz estarão presentes na saída do amplificador. E isso leva ao aparecimento de distorções adicionais e, ousamos garantir, distorções audíveis. Com o desequilíbrio, é claro, o coeficiente global de distorção não linear também aumenta.

Estudos recentes mostraram que os pares de bombas devem ser selecionados de acordo com suas características corrente-tensão com uma precisão não inferior a 5% em toda a faixa de correntes operacionais.

A questão do uso de OOS em um amplificador de potência pode ser decidida levando em consideração as vantagens e desvantagens conhecidas. Supondo que as vantagens do OOS sejam bem conhecidas dos leitores, diremos apenas que um amplificador sem OOS, por exemplo, reproduz melhor e pior frequências sonoras mais altas e mais baixas. Suas características dependem fortemente da estabilidade dos parâmetros das lâmpadas e de outros elementos do circuito, bem como das propriedades da fonte de alimentação. Requer uma consideração mais cuidadosa da instalação.

Os parâmetros do estágio de saída do amplificador são em grande parte determinados pelas lâmpadas que operam nele. Em primeiro lugar. Levando em consideração as características das lâmpadas, deve-se decidir qual delas é mais adequada para usar no amplificador - triodos ou pentodos (tetrodos). Por exemplo, em comparação com os pentodos, os triodos proporcionam melhor linearidade de ganho e têm menor resistência interna, mas têm menor ganho e, devido à pior utilização da tensão anódica, não permitem maior potência de saída.

Como já foi observado, as válvulas são mais individuais em termos da qualidade de som que fornecem. Apresentamos (Tabela 2) o espectro de harmônicos do sinal de saída de um amplificador de potência single-ended sem OOS utilizando uma lâmpada EL-34 operando no modo A com amplitude de sinal de saída correspondente a uma potência de 1 W. O nível do primeiro harmônico é considerado XNUMX dB.

Como pode ser visto na tabela, os estágios amplificadores do mesmo tipo de lâmpadas, mesmo do mesmo fabricante, possuem espectros harmônicos do sinal de saída diferentes, o que significa que o som que eles fornecem será diferente.

Selecionar o modo de operação de um amplificador de potência geralmente não é difícil. É mais aconselhável usar o modo A, pois proporciona menos distorção e melhor som.

É muito mais difícil resolver a questão do projeto do circuito do estágio de saída do amplificador, mas isso será discutido no próximo artigo.

Vamos começar a nos familiarizar com os circuitos de amplificadores de potência com estágio de saída de terminação única operando no modo A. Seu circuito típico é mostrado na Fig. 5. A cascata mostrada aqui é construída sobre um triodo, mas é permitido usar um tetrodo ou pentodo.

Para analisar as propriedades básicas de uma cascata triodo de terminação única, usaremos a mostrada na Fig. 6 famílias de características idealizadas de ânodos de lâmpadas. Quando a tensão anódica é totalmente utilizada, o ponto operacional B deve estar no meio da linha de carga AB. A corrente quiescente é igual a Iao, a tensão quiescente é Uao. a amplitude da tensão senoidal na rede de controle é Umc, no ânodo - Ima. A potência fornecida pela cascata à carga é P = 1/2(lma Uma), e a potência consumida por ela da fonte de alimentação é Po = lao Uao. A partir daqui é fácil encontrar a eficiência da cascata operando no modo A, No = P/Po = /2(lma Uma)/Ino Uno, e a potência dissipada no ânodo da lâmpada, P = P0 - P_. Como no modo quiescente a potência fornecida pela lâmpada à carga é zero, a corrente quiescente da cascata é escolhida de forma que a potência que ela consome da fonte de energia não exceda a potência máxima permitida dissipada no ânodo da lâmpada.

As funções da carga anódica na cascata que estamos considerando são executadas pelo transformador de saída, e levando em consideração sua eficiência, a potência fornecida diretamente ao cabeçote do alto-falante é Pn = ntrP_ Se a potência inicial for Pn, então, usando o mesmo fórmula, podemos determinar a potência que neste caso deve fornecer o triodo à carga: P_=Pn/mtP.

Na Fig. A Figura 7 mostra as dependências da potência P_ entregue à carga, conhecida pela teoria dos dispositivos de amplificação. Eficiência - Nº e coeficiente harmônico -Kg da cascata triodo a partir da relação Rв/Ri. A análise destas dependências permite-nos tirar as seguintes conclusões:

- o estágio amplificador triodo fornece potência máxima à carga com resistência de carga anódica Ra=2Ri;

- a eficiência da cascata aumenta com o aumento de Rn/RІ, aproximando-se do valor de 0,5;

- um aumento na resistência da carga anódica do triodo ajuda a reduzir as distorções não lineares introduzidas pela cascata.

Assim, para obter simultaneamente um P_ grande, uma eficiência suficientemente elevada e um Kg baixo, é desejável ter uma relação Ra/Ri na faixa de 2...4.

Se um tetrodo ou pentodo for usado no estágio de saída, a natureza dessas dependências muda um pouco.

Sabe-se que a dependência da corrente anódica do triodo com a tensão no ânodo e na rede é descrita pela relação la=(Uc--Ua/m)3/2. o que permite ao projetista, que possui as características anódicas da lâmpada, selecionar claramente seu modo de operação.

Para o tetrodo e o pentodo, tal equação não existia até agora. Os autores deste artigo tentaram derivar uma fórmula semelhante para o tetrodo de feixe 6P45S usado por nossa empresa. Como resultado da análise obteve-se a relação Ia=1,8[1-1/(0.0012Ua2+ +1)](Uc/45+1)2, que descreve o comportamento desta lâmpada, porém, apenas na tensão ligada sua grade de tela U3 igual a 175 V. Para as demais tensões, ao invés de Uc, a expressão (Ue+0,5)-(U3-175) deve ser substituída na fórmula. Para outros tetrodos ou pentodos, os coeficientes na relação acima terão valores diferentes. Usando esta equação, você pode não apenas determinar o coeficiente harmônico para o modo de operação selecionado da lâmpada, mas também, usando o método de análise espectral, determinar o espectro harmônico do sinal amplificado e otimizá-lo com base nos critérios de percepção subjetiva do som.

Os métodos tradicionais para analisar a operação de pentodos e tetrodos (o método de cinco ordenadas) fornecem resultados semelhantes. Na Fig. A Figura 8 mostra as dependências dos parâmetros em P_ e Kg na resistência Ra do pentodo 6CCD. Pode-se observar pela figura que inicialmente, com o aumento do valor de Ra, a potência P_ aumenta e Kg diminui, mas assim que Ra passa a ser igual a 3.4 kOhm (para outras lâmpadas esse valor será diferente), o a potência começa a cair e o Kg a aumentar. Em outras palavras, o triodo é menos crítico para a escolha de Ra. do que tetrodo e pentodo. É difícil dizer como isso afeta a qualidade do som, mas potencialmente o estágio de saída de um triodo deve soar mais confortável do que de um tetrodo ou pentodo.

Por outro lado, cascatas baseadas em pentodos e tetrodos no modo de potência máxima P_ apresentam maior eficiência (0.35...0.4). do que cascatas em triodos (0,15...0.25).

Consideremos agora as características dos transformadores de saída instalados em UMZCHs de ciclo único operando no modo A. Nessas cascatas, como se sabe, há uma magnetização constante do circuito magnético do transformador, o que pode levar a uma queda em sua permeabilidade magnética e uma diminuição na indutância do enrolamento primário, que é acompanhada por um estreitamento da banda de frequência reproduzível do espectro de baixa frequência.

Como segue da fórmula para determinar a indutância de uma bobina com núcleo magnético de aço fechado (L=1,26nSmW2/Lc -10-8, H. onde m é a permeabilidade magnética do núcleo magnético; SM é a seção transversal de o núcleo magnético, cm2; W é o número de voltas da bobina; Lc é o comprimento médio da linha do campo magnético, cm), a indutância do enrolamento primário do transformador pode ser aumentada aumentando o número de suas voltas e a seção transversal do núcleo magnético. No entanto, um aumento no número de voltas é acompanhado por um aumento na magnetização, e um aumento na seção transversal do núcleo magnético leva a um aumento acentuado nas dimensões e no peso do transformador. Além disso, a indutância cresce muito lentamente.

Ilustremos o processo de seleção do núcleo magnético e do número de voltas do enrolamento primário do transformador com o exemplo a seguir. Suponhamos que precisamos realizar este procedimento para um estágio amplificador com resistência anódica da lâmpada de saída Ra = 2 kOhm, corrente anódica 1a = 0,2 A e potência útil P_ = 24 W. Sabe-se que a indutância necessária do enrolamento primário do transformador de saída é determinada pela fórmula L = 0,3 Ra/fn, H, o que significa que se quisermos que a faixa de frequência operacional seja limitada a fn = 20 Hz, então nós deve fornecer uma indutância L = 0,3 2 10 3 /20=30 Gn. Ao usar um núcleo magnético PL25x50xb5, que pode acomodar apenas um certo número de voltas, isso é possível com a relação entre a resistência do enrolamento primário e a resistência do ânodo Ro6/Ra = 0,3. Um núcleo magnético de grande seção transversal PL25x50x120 permitiu reduzir essa relação para 0,25 e PL32x64x16 - para 0,2.

É fácil ver que aumentar a seção transversal do circuito magnético em três vezes leva a uma diminuição na relação Ro6/Ra de 0,3 para 0,2, e para obter um registro de baixa frequência bem desenvolvido, esta relação deve ser igual para 0,1, pois caso contrário, devido à queda de tensão em uma resistência muito alta do enrolamento primário, reduzirá a eficiência do estágio de saída.

Se a faixa de frequências reproduzidas for limitada a 30 Hz, então a indutância do enrolamento primário diminuirá para 20 H, e neste caso, ao utilizar núcleos magnéticos PL25x50x65, PL25x50x120 e PL32x64x160, as relações Ro6/Ra serão iguais a 0,23 , 0,14 e 0,13, respectivamente. que também é mais do que o 0,1 exigido. Para ainda obter a relação desejada, pode-se recomendar aumentar a tensão anódica da lâmpada de saída, então, com uma potência constante transferida para a carga, será possível reduzir a corrente anódica e, portanto, reduzir a polarização de o transformador de saída. Além disso, é possível aumentar a frequência mais baixa da faixa de frequência reproduzida para 40 Hz e reduzir a resistência da carga anódica Rn usando lâmpadas com baixa resistência interna Ri.

Agora vamos considerar as características operacionais do estágio de saída push-pull (Fig. 9). Esta cascata impõe requisitos rigorosos à simetria dos sinais antifase que chegam às suas entradas. A cascata de inversão de fases deve garantir o cumprimento destes requisitos.

Do ponto de vista de garantir a simetria dos sinais de saída, o melhor é um inversor de fase feito em dois triodos conectados em um circuito balanceado (Fig. 10). Sua simetria depende dos parâmetros do gerador de corrente no circuito catódico das lâmpadas inversoras de fase.

Para ilustrar esta afirmação, apresentamos o espectro harmônico e o coeficiente de distorção não linear dos sinais de saída dos inversores de fase operando com geradores cujas resistências equivalentes são 11 e 30 kOhm (ver tabela).

As medições foram realizadas para três níveis do sinal de saída do bass reflex: máximo (+20 dB), nominal (+10 dB) e mínimo (0 dB). É fácil perceber que com o aumento da resistência equivalente do gerador de 11 para 30 kOhm, o coeficiente harmônico do sinal de saída, determinado pela simetria do inversor de fase, cai quase pela metade. Uma lâmpada, transistor ou resistor comum pode ser usado como gerador de corrente.

Atenção especial deve ser dada à seleção de pares de lâmpadas para o estágio de saída push-pull. Isso é muito importante, pois o desequilíbrio leva a um aumento significativo na distorção geral na saída do amplificador, bem como à modulação de amplitude dos harmônicos com frequência de 100 Hz devido à diminuição do grau de supressão da ondulação da fonte de alimentação inerente em todos os estágios simétricos. Estudos recentes realizados pelos autores do artigo confirmaram a necessidade de selecionar pares de lâmpadas com base na coincidência das características corrente-tensão com uma precisão não inferior a 5...2% em toda a faixa de correntes de operação.

Para calcular um estágio de saída push-pull operando no modo A, você pode usar as fórmulas para calcular estágios de ciclo único, apenas dobrando a potência P_. No caso de sua operação no modo B, o procedimento de cálculo muda um pouco [3].

Mostrado na Fig. 11, a dependência da potência fornecida à carga P_ e a eficiência da relação Ron/Ri também confirma o fato de que para uma determinada tensão anódica e operação no modo B sem correntes de rede, o triodo fornece a maior potência com uma carga anódica resistência igual à sua resistência interna Ri. A eficiência do estágio de saída triodo push-pull no modo B aumenta com o aumento de Ron, tendendo a um valor de 0,785.

No caso de utilização de pentodos ou tetrodos em estágio de saída push-pull, sua carga mais vantajosa quando operando no modo B é aquela em que a característica de carga passa pela curvatura da característica estática do ânodo, medida em uma tensão na rede de controle Uc = 0. Neste caso, a potência fornecida pelas lâmpadas à carga e a eficiência da cascata estão próximas do máximo. A resistência de carga anódica de um braço da cascata push-pull no modo B é menor que no modo A e geralmente está dentro da faixa (0.04...0.1) Ri. Caso contrário, a cascata push-pull nos pentodos é calculada da mesma forma que nos triodos.

Deve-se notar que nos estágios de saída de amplificadores 3H reais de alta qualidade, o modo B puro nunca é usado devido à ocorrência de distorções do tipo degrau inerentes a este modo. É dada preferência ao modo AB. em que as lâmpadas operam com certa polarização inicial, o que elimina a ocorrência dessas distorções.

Selecionar um transformador de saída para uma cascata operando no modo B é mais simples do que para uma cascata operando no modo A, uma vez que não há problemas associados à magnetização permanente do circuito magnético. Quanto à minimização da indutância de fuga, isso é conseguido seccionando ambos os enrolamentos do transformador.

Concluindo, gostaria de chamar a atenção para um parâmetro do amplificador como a impedância de saída. Pode ser determinado pela fórmula: Rout=[(Uxx/Uh)-1] Rh. onde Uxx é a tensão de circuito aberto na saída do amplificador, V; Uh - tensão na carga do amplificador, V; Rh - resistência de carga. Ohm. Este parâmetro caracteriza mais completamente a dependência da corrente de saída na tensão de saída do amplificador.

Na Fig. A Figura 12 mostra um diagrama de conexão de instrumentos de medição, adequado para eliminar esta dependência. As medições devem ser realizadas em frequências diferentes. Esta relação deve ser o mais linear possível. A não linearidade é corrigida pela introdução de um sistema de feedback ambiental de profundidade suficiente.

O pré-amplificador é feito em um circuito de dois canais e opera a partir de captadores magnéticos de unidades de controle eletrônico tradicionais, CD players e outras fontes de sinais de baixa frequência. Ele fornece controle de volume compensado com precisão, controle de tom para frequências sonoras mais baixas e mais altas e ajuste de equilíbrio estéreo. O amplificador possui duas saídas e soquetes para uso com fones estéreo. Um gravador pode ser conectado a uma das saídas e um UMZCH externo pode ser conectado à outra.

Características técnicas básicas do amplificador. Impedância nominal de entrada: captador magnético - 47, CD player - 10, universal - 100 kOhm; faixa de frequências sonoras reproduzidas - 7...90000 Hz; faixa de controle de tom para frequências sonoras mais baixas e mais altas - 6 dB; nível de ruído (valor ponderado) - na saída do amplificador-corretor de captador magnético - 73, amplificador linear - 97 dB; resistência de saída - pelo menos 1 kOhm; separação de canais estéreo em uma frequência de 10 kHz - não pior que 40 dB, sinal de saída máximo com carga de 47 kOhm - não menos que 25 V (rms)

O diagrama de conexão dos blocos pré-amplificadores é mostrado na Fig. 13. É composto por quatro blocos funcionalmente completos: um filtro passa-alta (A1), elementos de compensação de volume para controle de volume (A2), um amplificador de dois canais (A3) e uma fonte de alimentação (A4). Fora dos blocos existem cinco soquetes de entrada (XS1-XS5) e três de saída (XS6-XS8), três interruptores (entradas - SA1, filtros passa-alta - SA2, elementos de volume - SA3), controles de equilíbrio estéreo (R9, R10) , controles de volume (R11, R12), timbre de frequências de áudio mais baixas (R13, R15) e mais altas (R14, R16), elementos de indicação (HL1-HL15), protetor contra surtos e botão liga / desliga.

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No painel frontal do corpo do amplificador há controles de volume, tom e equilíbrio estéreo, um comutador de rede, um filtro passa-alta no indicador, um comutador de volume, um comutador de entrada e uma tomada de telefone, e na parte traseira há entrada e tomadas de saída e uma tomada de aterramento.

O sinal da entrada do captador magnético XS2 vai para a entrada do amplificador corretor e de sua saída para a chave de entrada SA1. Aqui também são fornecidos sinais de todas as outras entradas, que depois vão para os Filtros Passa-Altas R1R2C1 (placas A1 L, A1.2). os filtros são projetados para limitar o espectro sonoro de frequências sonoras mais baixas (<18 Hz) e, se desejado, podem ser desligados com a chave SA2.0; quando os filtros são ligados, o LED HL1 sinaliza. Através desses interruptores e controles de equilíbrio estéreo R9 separados. Os sinais de entrada do R10 vão para os controles de volume 11, R12 e depois para as entradas dos pré-amplificadores 3CH (placas A3.1 e A3.2). Usando a chave SA3, os elementos de compensação de volume R11, R12, C1 podem ser conectados às derivações dos resistores R2, R1. C2 e R3. R4. C3, C4 (placas A2.1 e A2.2). Da saída do pré-amplificador (pinos 19, 16 placas A3.1 e A3.2), o sinal amplificado é fornecido ao conector de saída XS7 e à entrada do repetidor telefônico conectado ao conector telefônico XS8. O conector de saída XS6 está conectado ao controle de equilíbrio estéreo e é usado, como mencionado acima, ao gravar um sinal em um gravador.

Um diagrama esquemático de um dos canais do pré-amplificador (placa A3.1) é mostrado na Fig. 14. O segundo canal é completamente idêntico a ele. Os pinos de sua placa estão indicados entre colchetes próximos aos pinos do primeiro canal (Fig. 14). A placa A3.1 contém um amplificador-corretor para captador magnético, além de amplificadores lineares e telefônicos.

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Ao operar a partir de um captador magnético, o sinal de entrada do conector XS2 (Fig. 13) através do circuito de correção passivo de alta frequência R2C1 é alimentado na entrada de um amplificador corretor de três estágios. Seus dois primeiros estágios são feitos em um triodo duplo VL1 segundo um circuito resistivo convencional com carga no circuito anódico. O terceiro estágio é montado em uma lâmpada VL2.1 segundo um circuito seguidor de cátodo, o que contribui para sua boa compatibilidade com um amplificador linear. Para estabilizar o modo de operação desta cascata, é utilizado o circuito R8R9R12. A resposta de frequência padrão de um amplificador corretor é obtida graças a dois circuitos dependentes de frequência: um R2C1 passivo e um circuito OOS, cuja tensão é removida da saída do amplificador e, através dos elementos R10R11C4, é fornecida ao cátodo de a lâmpada de entrada VL1.1. A tensão da saída do amplificador corretor (pino 10 da placa A3.1) é aplicada à chave de entrada SA1 e depois da maneira usual - para a entrada (pino 12 da placa A3.1) do amplificador linear .

O ganho do corretor de captação magnética na frequência de 1000 Hz é de 38 dB; relação sinal-ruído ponderada - 72...74 dB; desvio da resposta de frequência do padrão ao usar os elementos R2, R5, R10, R11, C1, C4 com tolerância de 1% - não mais que 1 dB.

O amplificador linear, assim como o amplificador corretor, tem três estágios. As cascatas nos triodos VL3.1 e VL3.2 da lâmpada VL3 são montadas de acordo com o circuito dos amplificadores resistivos. O primeiro deles, através dos resistores R15R16, é coberto por um circuito OOS local, o que reduz sua resistência de saída. O terceiro estágio é um seguidor de cátodo. A tensão de sua saída é alimentada no conector de saída XS7 e no amplificador do telefone. Os controles de tom R13 (LF) e R14 (HF), juntamente com os elementos R19-R23 e C9-C11, operam em um circuito OOS comum. Ganho do amplificador linear - 20 dB; relação sinal-ruído ponderada - 97...99 dB. O amplificador telefônico é feito de acordo com um circuito seguidor de emissor composto usando transistores VT1-VT4. A tensão de sua carga é fornecida à tomada telefônica XS8 (ver Fig. 13).

O diagrama esquemático da fonte de alimentação do pré-amplificador é mostrado na Fig. 15. A tensão da rede elétrica CA é fornecida através de um filtro especial de supressão de ruído de alta frequência L1L2C1C2 e do interruptor de alimentação SA4. O transformador de rede T1 opera em três retificadores. O retificador de tensão anódica é montado usando diodos VD5-VD8 conectados em um circuito em ponte. A tensão retificada é fornecida ao filtro de suavização de ondulação R18C11-C14R16 e depois ao filtro eletrônico no transistor VT1 e nos diodos zener VD1, VD2. Este último protege o transistor contra quebra quando a energia é ligada. O modo de operação deste filtro é definido pelo resistor de corte R12. Na saída do filtro eletrônico estão incluídos os filtros RC passivos R1С1, R2C2, R3C3 e R4C4.

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O retificador de tensão do filamento da lâmpada é montado com diodos VD9-VD12. Diretamente de sua saída (após suavização dos capacitores C15, C16) através do resistor R5, a energia é fornecida às lâmpadas indicadoras incandescentes HL2-HL15. A tensão do filamento das lâmpadas amplificadoras é primeiro fornecida ao estabilizador usando os transistores VT2, VT3. O valor exato da tensão estabilizada (+6,3 V) é definido pelo resistor de corte R6.

A tensão para alimentar o amplificador telefônico (-6,3 V) é retificada pelos diodos VD13-VD16, passa pelo capacitor suavizador de ondulação C17, o estabilizador nos transistores VT4, VT5 e vai para os eletrodos dos transistores VT1-VT4 do pré- placa amplificadora A3.

Os blocos amplificadores principais são montados em um chassi metálico com dimensões de 475X112x400 mm. Todos os blocos utilizam resistores constantes C2-23 e C2-33 e trimmers SP4-1. A placa amplificadora (A3.1) contém capacitores K71-7 (C1, C4, C13, C16), K73-17 (C2, C5, C14), K78-2 (C3, C6, C7, C15), K77-7 (C9-C11, C13), K50-24 (C8, C17, C18), KD-2 (C12); na placa de alimentação (A4) - K73-17 (C1-C4, C6, C7, C10, C18-C20), K50-24 (C5, C8. C9, C15-C17); na placa de alto-falantes (A2) - PM-2 (C1...C3) e K71-7 (C2. C4); na placa do filtro passa-alta (A1) - K71-7 (C1); blocos externos - KM-5 (C1-C7) e K73-17 (C8-C9); no protetor contra surtos -K73-17(C1,C2).

Os resistores SPZ-30 foram utilizados como reguladores de equilíbrio estéreo, reguladores de volume - SPZ-30, reguladores de tom - SPZ-30. O transformador de rede do pré-amplificador é feito em um circuito magnético Ш26Х52. O enrolamento 1-3-5-7 contém 2x404 voltas de fio PEV-2 0,315; enrolamento 2-4 - 1078 voltas de fio PEV-2 0,08; enrolamento 10-12 - 36 voltas de fio PEV-2 1,41; enrolamento 6-8 - 31 voltas de fio PEV-2 0,315. O enrolamento de blindagem consiste em 20 voltas de fio PEV-2 0,1, enroladas em uma fileira. O filtro de linha possui bobinas DM-3 (LI, L2). Switch de rede SA4 - PKN-41, switch de filtro passa-alta SA2 - PKN61. os switches restantes SA1, SA3 são PGK.

O amplificador de potência "UM-01" da Valancon pode operar tanto por conta própria (ver "Radio", 1998, No. 3, pp. 19-21) quanto por um pré-amplificador externo. Sua sensibilidade é de 0,775 V; potência nominal de saída - 2x100 W; potência máxima de curto prazo - 2x200 W; faixa nominal de frequências reproduzidas - 7...90 Hz; irregularidade na resposta de frequência na faixa de 000...20 Hz - não mais que 20 dB; relação sinal-ruído - não inferior a 000 dB; dimensões - 3x97x475 mm; peso - 160kg. O amplificador foi projetado para conectar sistemas de alto-falantes com resistência elétrica de 400 e 34 ohms.

O diagrama de conexão das unidades UMZCH é mostrado na Fig. 17. O sinal estéreo de entrada do conector XS1 através dos controles de nível R1 e R2 é fornecido às placas dos amplificadores 1.1H lineares (A1.2, A2.1) e depois finais (A2.2, A3). Estes últimos são carregados nos transformadores de saída T1, T2, aos enrolamentos secundários dos quais os sistemas de alto-falantes podem ser conectados através dos soquetes XS2 - XS3.

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O diagrama esquemático do canal do amplificador linear montado na placa A1.1 é mostrado na Fig. 18. O primeiro estágio do amplificador é feito utilizando o triodo VL1.1, conectado segundo um circuito com carga no circuito anódico. O circuito catódico desta lâmpada (pino 3 da placa A1.1) através do circuito R6C4 recebe a tensão OOS comum do enrolamento secundário do transformador de saída T1. Sua profundidade está estritamente relacionada aos parâmetros do transformador de saída e à topologia das conexões de fiação. Com as válvulas de saída 6P45S usadas neste amplificador, a linearidade suficiente do amplificador é garantida em uma profundidade OOS de 5...15 dB. Do resistor de carga R5 do triodo VL1.1, a tensão amplificada é fornecida às grades triodo da lâmpada VL2 operando no estágio bass reflex. Os circuitos catódicos desta lâmpada incluem um gerador de corrente feito em um triodo VL1.2. Seu objetivo foi descrito detalhadamente em um dos artigos publicados anteriormente nesta série. O modo cascata bass reflex é definido pelo resistor ajustado R15 de acordo com a amplitude máxima do sinal nos ânodos da lâmpada VL2. Os elementos R13C9C5 corrigem as características de frequência e fase do amplificador de potência. Suas classificações dependem do transformador de saída específico e são selecionadas de forma a obter uniformidade suficiente das características nomeadas. Os resistores R4, R17 e os capacitores C1, C2, C7, C8 fornecem filtragem adicional das tensões de alimentação das lâmpadas amplificadoras lineares.

Das saídas do estágio bass reflex (pinos 7, 8 da placa A1.1), os sinais 3H são fornecidos às entradas do amplificador de potência final push-pull (pinos 7, 8 da placa A2.1) nos pentodos VL5, VL6 (Fig. 19). A tensão de polarização é fornecida às suas grades de controle por um retificador externo com tensão de -120 V. As correntes das lâmpadas são ajustadas pelo resistor de corte R1 e pelo regulador de equilíbrio R2. Os ânodos da lâmpada (pinos 23, 24) são conectados aos enrolamentos primários do transformador de saída T1.

Os diagramas de circuitos dos canais amplificadores montados nas placas A1.2 e A2.2 são semelhantes aos descritos. A pinagem dessas placas é mostrada na Fig. 18, 19 entre parênteses.

O diagrama do circuito da fonte de alimentação (placa A3) do amplificador de potência é mostrado na Fig. 20. A tensão da rede elétrica é fornecida ao transformador de potência T1 através do filtro de supressão de ruído de alta frequência L1L2C3C4 e da chave SB1. Cinco retificadores estão conectados aos enrolamentos secundários do transformador. Do retificador, a tensão de +420 V (VD2 - VD5) alimenta os estágios bass reflex, +400 V (VD6-VD9 e VD10-VD13) - os circuitos anódicos das lâmpadas do estágio de saída, +175 V (VD14-VD17 ) - os primeiros estágios dos amplificadores lineares e circuitos que protegem as grades das lâmpadas do estágio de saída, -120 V (VD18 - VD21) - os circuitos de polarização da grade das lâmpadas do estágio de saída e a lâmpada do gerador de corrente do amplificador linear. Todos os retificadores são feitos usando circuitos em ponte. Para suprimir interferências de alta frequência, os diodos são desviados com capacitores C14 - C3Z. Capacitores de óxido C2 - C7, C11, C12, desviados por capacitores com capacidade de 0,1 μF, são usados ​​​​como elementos que suavizam as ondulações. Um diodo zener VD120 é instalado na saída do retificador para uma tensão de -1 V.

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Os filamentos de todas as lâmpadas amplificadoras de potência são alimentados por corrente alternada de um enrolamento separado 13 - 14 do transformador de rede T1.

O amplificador de potência é montado em cinco placas (A1.1, A1.2, A2.1, A2.2 e A3). Fora das placas existem soquetes de entrada e saída, controles de nível de sinal, transformadores de saída e rede, elementos do circuito OOS C1, C2, R3, R4 (ver Fig. 17), um filtro de supressão de interferência de alta frequência, um interruptor de alimentação e uma tomada adicional XS1 (Fig. 20).

Todos os resistores fixos são C20-23 e C2-33. O amplificador linear utiliza capacitores K50-24 (C3), K73-17 (C2, C7); K71-7 (S9), K78-2 (S10, S11). Todos os outros capacitores de óxido do amplificador de potência são K50-27, capacitores, diodos shunt retificadores e filtros de suavização são K73-17.

Reguladores de nível de sinal R1, R2 (ver Fig. 17) - SPZ-4M, resistores de corte R15 (ver Fig. 18) e R1, R2 (ver Fig. 19) - SP4-1.

Os transformadores de saída são feitos em núcleos magnéticos Ш32Х64. Os enrolamentos primários 5 - 1 e 1 - 6 contêm cada um 444 voltas de fio PEV-2 0,45. Os enrolamentos secundários são seccionados e cada seção contém 26 voltas de fio PEV-2 1,32.

O transformador de rede utiliza um núcleo magnético Ш40Х80. O enrolamento primário 1-2 consiste em 344 voltas de fio PEV-2 1,0. Os enrolamentos secundários contêm: 3-4 - 464 voltas de fio PEV-2 0,16; 5-6 e 7-8 - 450 voltas de fio PEV-2 0,45; 9-10 - 195 voltas de fio PEV-2 0,16; 11-12 - 156 voltas do mesmo fio, 13-14 - 11 voltas do fio PEV-2 2,5.

Literatura

1. Voishvillo G. Amplificadores de baixa frequência baseados em válvulas eletrônicas. - M.: Energoizdat, 1959.
2. Erglis K., Stepanenko I. Amplificadores eletrônicos. - M.: Ciência. 1964.

Autor: V. Kostin, Moscou

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