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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Questões de projetar amplificadores com um OOS comum. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Amplificadores de potência a transistor Recentemente, houve outra onda de discussões sobre um tópico que pode ser condicionalmente chamado de "a favor" ou "contra" feedback negativo em amplificadores. Infelizmente, essas discussões raramente contêm qualquer argumento racional, ao mesmo tempo que demonstram uma clara falta de conhecimento sobre as "pequenas coisas" de trabalhar e projetar sistemas com FOS. A situação é complicada pelo fato de que, na maioria dos casos, como justificativa para objeções ao uso do feedback, são citados dispositivos que, de fato, acabam sendo um exemplo de uso analfabeto ou malsucedido do mesmo. E então, nas piores tradições da lógica escolar, chega-se à conclusão: “feedback é ruim!”. Ao mesmo tempo, exemplos do uso correto de FOS parecem estar se tornando cada vez mais raros, e muito provavelmente devido à virtual ausência de literatura moderna sobre o assunto. É por isso que nos parece especialmente conveniente publicar vários materiais dedicados a recursos pouco conhecidos do projeto de amplificadores altamente lineares com feedback. Lembre-se que o principal motivo da invenção dos amplificadores com NFB por Harold Black em 1927 foi justamente a necessidade de aumentar a linearidade dos amplificadores usados em sistemas de comunicação telefônica multicanal em um par de fios. O problema era que os requisitos de linearidade desses amplificadores aumentavam muito à medida que o número de canais aumentava. Há duas razões para isso. A primeira é que o número de possíveis produtos de intermodulação que criam interferência cresce rapidamente (aproximadamente quadraticamente) com o número de canais e é muito sensível à ordem de não linearidade, aumentando fatorialmente com o seu aumento (razão pela qual um espectro harmônico curto é obrigatório requisito para tais amplificadores). A segunda razão é que à medida que a largura de banda do sinal aumenta, as perdas nos cabos também aumentam, razão pela qual os amplificadores têm de ser colocados a uma distância mais curta (e a sua resposta de frequência deve ser ajustada mais fortemente), e num percurso de 2500 km o seu número aumenta para três mil. Como os produtos de distorção na linha de comunicação são somados, os requisitos para cada amplificador individual são correspondentemente mais rigorosos. Para deixar claro o quão alta é a classe deste equipamento, notamos que amplificadores para sistemas com 10800 canais possuem um nível de distorção de intermodulação de terceira ordem no final da banda passante (60 MHz) não superior a -120...- 126 dB e um valor de diferença de tom não superior a - 130...-135 dB. A distorção de intermodulação de ordem superior é ainda menor. A resposta de frequência de um caminho contendo dois a três mil (!) amplificadores durante sua vida útil (aproximadamente 30 anos de operação XNUMX horas por dia) muda em não mais do que alguns decibéis, principalmente devido ao envelhecimento do cabo. Pelos padrões dos equipamentos convencionais, isso é fantástico, mas na verdade é apenas o resultado do uso competente do OOS O problema de aumentar a linearidade dos amplificadores X. Black trabalha na Bell Labs desde 1921. Foi ele quem desenvolveu quase todos os métodos conhecidos de compensação de distorção, em particular, correção de distorção pela chamada conexão direta, bem como distorção compensação somando um sinal de saída distorcido com um sinal de distorção antifase dedicado. Essas medidas, é claro, surtiram efeito, mas não foram suficientes. A solução fundamental para o problema da linearidade foi a invenção de amplificadores com feedback negativo e, o mais importante, a sua correta implementação prática, o que era impossível sem a criação de uma teoria apropriada (não há nada mais prático do que uma boa teoria!). O primeiro passo na construção da teoria foi dado por Harry Nyquist, que encontrou um método que ainda é usado hoje para determinar a estabilidade mesmo antes de fechar o ciclo de feedback ambiental com base no tipo de resposta de frequência e resposta de fase de um sistema de circuito aberto (Nyquist hodógrafo). Porém, nem tudo é tão simples. Apesar da simplicidade e aparente obviedade do princípio de funcionamento do OOS, para realmente obter os benefícios que podem ser alcançados com a sua utilização, foi necessária a criação de uma teoria de feedback muito extensa, que não se limita de forma alguma a garantir a estabilidade. (falta de geração); Sua construção foi praticamente concluída pelo destacado matemático norte-americano de origem holandesa, Hendrik Wade Bode, somente em 1945 [1]. Para deixar clara a real complexidade dos problemas, notamos que mesmo a primeira patente de Black para um amplificador com OOS, que não descreve todos os problemas, tem o volume de um pequeno livro – tem 87 páginas. Aliás, no total X. Black recebeu 347 patentes, uma parte significativa das quais está relacionada especificamente à implementação de amplificadores com OOS. Em comparação com tal volume de trabalho, todas as reivindicações dos “subversores” modernos, que não criaram nada nem próximo em nível, e muitas vezes nunca leram (ou compreenderam) as obras de Black, Nyquist e Bode, parecem pelo menos excessivamente autoconfiante. Portanto, a questão não é usar OOS (na verdade ele está sempre lá, só que nem sempre de forma explícita), mas sim garantir que esse uso seja competente e traga o resultado desejado. Então, qual dos "não descritos nos livros" você deve prestar atenção ao projetar e avaliar o projeto de circuito de amplificadores com realimentação? Primeiro, lembramos que na fórmula do coeficiente de transferência (função de transferência) de um sistema de realimentação H(s) = K(s)/[1+β(s)K(s)] aparecem números complexos e funções, a saber:
Para obter resultados corretos, os cálculos devem ser realizados de acordo com as regras da aritmética dos números complexos [2], muitas vezes esquecidas até pelos autores de livros didáticos. Por exemplo, com um ângulo de fase de amplificação de loop próximo a ± 90 °, ± 270 °, as não-linearidades de amplitude do amplificador original são quase completamente convertidas em fases (isto é, em modulação de fase parasita, embora atenuada por |pK| vezes). Neste caso, a modulação de amplitude parasita praticamente desaparece, e os resultados de medição resultantes da distorção de intermodulação podem ser 20...30 dB mais otimistas do que o que o analisador de espectro (e a audição no caso do UMZCH) irá realmente mostrar. Infelizmente, esta é exatamente a situação com a maioria dos amplificadores operacionais e muitos UMZCHs. Um bom exemplo é o amplificador de realimentação de corrente descrito por Mark Alexander [3]. O nível real de distorção de intermodulação (na abreviação em inglês - IMD) deste amplificador em um sinal de dois tons com frequências de 14 e 15 kHz de acordo com o analisador de espectro é de aproximadamente 0,01%, o que está em boa concordância com a distorção harmônica versus gráfico de frequência (aproximadamente 0,007% a uma frequência de 15 kHz). Se a distorção de intermodulação deste amplificador for medida usando o método padrão (apenas modulação de amplitude), os valores IMD resultantes serão muito menores. A uma frequência de 7 kHz, obtemos apenas insignificantes 0,0002% e a 15 kHz - cerca de 0,0015%, o que é significativamente menor que os valores reais (cerca de 0,005 e 0,01%, respectivamente). Este efeito também foi mencionado de passagem por Matti Otala [4]. O próximo ponto É importante entender que o OOS não pode reduzir o valor absoluto dos produtos de distorção e ruído trazidos para a entrada em comparação com a situação quando o loop OOS está aberto, e os níveis do sinal de saída são os mesmos em ambos os casos. Em frequências suficientemente altas, o ganho de qualquer amplificador cai; como resultado, o sinal de diferença no amplificador com feedback negativo aumenta. Portanto, na região de frequências mais altas, a entrada e os estágios subsequentes inevitavelmente começarão a apresentar sua não linearidade, pois um aumento no sinal diferencial em um amplificador com OOS é possível quase dobrar o valor de entrada [5] devido à mudança de fase . Observe também que, com um circuito de feedback fechado, os produtos de distorção, especialmente os de alta ordem, como os “dentes” de comutação dos braços do estágio de saída, são semelhantes aos sinais de entrada de alta frequência e ao filtro passa-baixa de entrada não posso ajudar aqui. É por isso que, a fim de evitar uma expansão catastrófica do espectro de distorções de intermodulação ao introduzir feedback negativo, é extremamente desejável garantir um decaimento mais rápido do envelope do espectro de produtos de distorção sem feedback negativo do que a taxa de decaimento do loop ganho. Infelizmente, esta condição não só é pouco conhecida (Bode apenas sugere isso, considerando-a óbvia), mas também é extremamente raramente cumprida. Pela mesma razão, a correção de frequência introduzida para estabilidade não deve levar a uma deterioração na linearidade do amplificador em toda a faixa de frequência até a frequência de ganho unitário e até um pouco mais alta. A maneira mais óbvia de conseguir isso é realizar a correção de forma a reduzir diretamente a magnitude do sinal de entrada, como foi feito no famoso amplificador de M. Otala (Fig. 1). Observe que a “extinção” do sinal diferencial na entrada pela cadeia R6C1 usada aqui, em última análise, dá um resultado muito melhor do que um circuito modelo de correção de frequência do tipo amplificador operacional, apesar da presença nos circuitos emissores de cascatas diferenciais de forçamento capacitores C2, C4 C6, que aumentam muito a não linearidade dinâmica.
O exposto explica a conveniência de uma grande margem de linearidade nos estágios anteriores àqueles em que o decaimento principal da resposta de frequência é formado - em amplificadores com feedback, isso é necessário antes de tudo para evitar uma expansão significativa do espectro de produtos de distorção . Para aumentar a linearidade dos estágios de entrada, muitas vezes é recomendado o uso de transistores de efeito de campo neles, no entanto, esta recomendação faz algum sentido apenas ao usar transistores de efeito de campo discretos com alta tensão de corte (mais de 5 V ) e definir o modo apropriado (cerca de metade da corrente inicial, no entanto, a amplificação de tal estágio é pequena). Estágios amplificadores baseados em transistores bipolares, com introdução de realimentação local, proporcionando a mesma transcondutância efetiva e operando na mesma corrente que cascatas baseadas em transistores de efeito de campo, sempre proporcionam linearidade significativamente melhor, principalmente em altas frequências, devido a uma melhor relação de capacitância de passagem para transcondutância [6]. A utilização de amplificadores operacionais padrão com entrada de “campo”, em que os transistores de entrada, para atingir estabilidade térmica, operam em modo distante do corte em aproximadamente 0,6...0,7 V, dá ganho de linearidade apenas quando comparado com um estágio diferencial em transistores bipolares, nos quais os resistores de emissor não caem mais do que 0,1...0,2 V. Em amplificadores operacionais de alta velocidade com uma entrada “bipolar”, a queda de tensão nos resistores de emissor geralmente não é inferior a 300...500 mV, então a linearidade de seus estágios de entrada é maior e sua capacitância de entrada é menor. É por essas razões que amplificadores operacionais de efeito de campo altamente lineares e de alta velocidade (como o OPA655 e AD843) são normalmente construídos como uma combinação de estágios de transistor bipolar com seguidores de fluxo de entrada. Para aumentar a linearidade dos estágios de entrada, é mais eficaz usar o feedback dependente da frequência local, que fornece simultaneamente a diminuição necessária na resposta de frequência e o aumento da linearidade (por exemplo, com indutores nos circuitos emissores dos estágios de entrada [7]). A proteção ambiental local dependente da frequência reduz a perda de profundidade da proteção ambiental geral na faixa de frequência operacional; é aplicável tanto em estágios de amplificação de tensão (por exemplo, em amplificadores operacionais LM101, LM318, NE5534 [8]) quanto em estágios de saída (por exemplo, em amplificadores operacionais OP275, LM12 e em microcircuitos UMZCH TDA729x e LM3876/3886) . Assim, ao desenvolver um amplificador com realimentação, é necessário garantir linearidade aceitável (pelo menos não pior do que alguns por cento) e melhor estabilidade das características sem realimentação precisamente na região de frequência onde o ganho da malha é pequeno, e não em baixas frequências , onde o ganho da malha é alto. Uma série de medidas para melhorar a linearidade em baixas e médias frequências (por exemplo, a introdução do chamado link de rastreamento em um amplificador cascode) leva simultaneamente a uma deterioração da estabilidade das características e (ou) uma diminuição na linearidade em HF. Portanto, sua introdução em amplificadores com feedback é impraticável. No caso de utilização de OOS locais, para obter bons resultados é necessário otimizar suas características de frequência, pois cada uma delas não apenas aumenta a linearidade de uma determinada cascata, mas também reduz o ganho do loop no circuito OOS geral. Esta é uma tarefa não trivial; não pode ser realizada sem modelagem e otimização computacional muito cuidadosa. Como regra de primeira aproximação, podemos assumir que a opção próxima da ótima é aquela em que a contribuição de todos os estágios para as distorções resultantes do amplificador com realimentação negativa (com um circuito de realimentação fechado!) é aproximadamente a mesma. Além disso, para amplificadores com feedback geral, a ausência de falhas de rastreamento dinâmico no circuito de feedback é crítica. Isso significa que as não linearidades dinâmicas são inaceitáveis, levando a mudanças abruptas nas características, por exemplo, devido ao bloqueio ou saturação (quase saturação) de transistores ou devido ao aparecimento de correntes de grade nas lâmpadas quando um sinal é fornecido através de um capacitor isolante. Se tais fenômenos não puderem ser excluídos por algum motivo, é necessário tomar medidas para nivelar sua influência em regiões de frequência onde o ganho do loop é pequeno (especialmente na região de frequência de ganho unitário), utilizando, por exemplo, OOS local. Um excelente exemplo é o estágio de saída push-pull NE5534 [8] usando transistores da mesma estrutura de condutividade. Parece que a cascata é muito não linear: o braço superior é um seguidor de emissor, o braço inferior é um transistor com emissor comum. Porém, no amplificador operacional, devido ao aumento na profundidade do feedback local com frequência , não há vestígios de etapas" (claro, desde que a placa esteja disposta corretamente). Portanto, a principal distorção da fonte neste amplificador na maioria das vezes acaba sendo precisamente a sobrecarga do estágio de entrada, que não contém ( a fim de minimizar o ruído) resistores de emissor! Seja como for, não há aumento de distorção na banda de frequência de áudio deste amplificador operacional mesmo com amplificação com OOS de 40 dB (p = 0 01 ) quando a profundidade de o feedback geral em 20 kHz não excede 30 dB A distorção não excede 0,005% (e isso ocorre com uma oscilação do sinal de saída de 20 V de pico a pico), e seu espectro é praticamente limitado ao terceiro harmônico. , conectar uma carga de até 500 Ohms quase não tem efeito na distorção. Entre outros defeitos do circuito, a histerese dinâmica (criada pela maioria dos circuitos projetados para comutação “suave” dos braços dos estágios de saída push-pull), bem como o “corte central” - etapa que ocorre em altas frequências (uma doença padrão de saída estágios em transistores compostos de acordo com o esquema de Sziklai ou baseado em amplificador "paralelo"). Do ponto de vista da estabilidade, esses defeitos equivalem ao aparecimento de um deslocamento de fase adicional, atingindo até 80°... 100°. vários amplificadores operacionais e alguns modelos de amplificadores poderosos, para superar essas deficiências, são usados circuitos de bypass de elementos não lineares ao longo da RF (sistema operacional multicanal) . A questão da escolha do tipo de resposta em frequência da amplificação em loop é bastante abordada na literatura clássica, por exemplo, em [1]. A escolha do número ótimo de estágios de amplificação, levando em consideração sua velocidade relativa, e o projeto de sistemas com FOS multicanal são considerados em detalhes em [9], portanto, daremos apenas informações breves a seguir. Como o nó UMZCH “mais lento” é mais frequentemente um estágio de saída poderoso, o número ideal de cascatas no UMZCH do ponto de vista da linearidade e profundidade de feedback certamente não é inferior a três (como Bode estabeleceu, com velocidade aproximadamente igual de as cascatas, um amplificador de três estágios é ideal). No caso de realizar a correção com circuitos ignorando as cascatas na RF, o número de cascatas é limitado apenas pela complicação do dispositivo. A divisão do circuito de realimentação geral em vários circuitos locais, defendida por vários autores, apesar da simplificação do projeto, é inadequada. Cobertura da realimentação “local” por mais de uma cascata no amplificador, conforme mostrado por Bode, leva à perda de linearidade potencialmente alcançável. Por exemplo, duas cascatas conectadas em série com uma realimentação local de 30 dB cada terão obviamente pior linearidade do que os mesmos dois estágios cobertos por uma realimentação comum de 60 dB na mesma banda de frequência. Claro, existem algumas exceções a esta regra. Assim, para formar a resposta de frequência da amplificação de loop, é útil usar OOS locais dependentes de frequência, quando na faixa de frequências de operação do amplificador eles estão praticamente desligados e não reduzem a profundidade alcançável do OOS geral. Outro exemplo é que em amplificadores de micro-ondas feitos em componentes discretos, e a mudança de fase precisa introduzida por elementos ativos e circuitos passivos começa a exceder a natural, determinada pela queda da resposta de frequência, a profundidade alcançável do feedback geral é pequena. Neste caso, em vez de um OOS geral, torna-se mais prático utilizar cadeias de OOS locais entrelaçados. A margem de estabilidade de fase em altas frequências para UMZCH não deve ser escolhida inferior a 20°...25° (menor não é confiável) e não é lucrativo aumentá-la para mais de 50°...70° (perdas perceptíveis na amplificação área, ou seja, na velocidade e profundidade da proteção ambiental). Para aumentar a profundidade do feedback na banda de frequência operacional, é aconselhável introduzir na resposta de frequência uma seção de ganho de loop com uma inclinação de cerca de 2 dB por oitava. É ainda melhor formar a resposta de frequência de um ganho de loop como Bode cut ou Nyquist-stable (com mudança de fase além de 180°), porém sua correta implementação é bastante complexa e, portanto, nem sempre se justifica. É por isso que os UMZCHs com resposta de frequência de amplificação de loop “de acordo com Nyquist”, até onde se sabe, não são produzidos em massa. Os projetos descritos na literatura têm limitações operacionais significativas (em particular, a inadmissibilidade de sinais de alta frequência que entram na entrada, recuperação deficiente de “corte” na tensão de saída). Eliminar estas limitações é possível, mas complicado. Outro fator de viabilidade muito importante, muitas vezes esquecido, é o projeto das cascatas abrangidas pelo feedback. Deve garantir a ausência de picos ressonantes parasitas na queda da resposta de frequência e além da banda passante, forçando a redução artificial da velocidade do amplificador como um todo para garantir a estabilidade (ver exemplos de resposta de frequência de amplificadores com circuito de feedback aberto mostrados na Figura 2).
A presença de picos parasitas na resposta de frequência reduz drasticamente a profundidade do feedback que é alcançável sem autoexcitação. A curva 1 demonstra a possibilidade de fornecer uma grande margem de estabilidade (10 dB) em uma frequência de ganho unitário de cerca de 2 MHz. A profundidade OOS em 20 kHz é de pelo menos 40 dB. A curva 2 tem um pico parasita, cujo fator de qualidade é cerca de 20 (na realidade pode ser mais). Para evitar que um amplificador com tal amplificador seja excitado (com uma margem de estabilidade de apenas 2...3 dB), o ganho do loop e a largura de banda operacional de tal amplificador terão que ser reduzidos em 20 vezes em comparação com a curva 1, e a provável frequência de autoexcitação será cem vezes maior que as frequências nominais de ganho unitário! Para resumir a breve revisão, notamos que qualquer design é um conjunto de compromissos; portanto, é muito importante que as soluções utilizadas estejam interligadas entre si e que o design represente um todo único. Em relação ao UMZCH, por exemplo, não há nenhuma razão particular para atingir especificamente uma profundidade de feedback acima de 80...90 dB na banda de frequência de áudio, uma vez que a principal fonte de produtos de distorção neste caso não serão mais elementos ativos, mas construtivos, por exemplo, interferência de estágios de saída push-pull. É claro que neste caso o desenvolvimento cuidadoso do design é mais importante, como foi feito em um dos projetos do autor [10] ou em amplificadores estrangeiros das marcas Halcro e Dynamic Precision. Literatura
Autor: S. Ageev, Moscou
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