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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Filtros ativos em transistores de efeito de campo. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Áudio O artigo propõe filtros ativos simples baseados em seguidores de origem. O baixo nível de distorção e sua ordem baixa, característicos de tais filtros, contribuem para alcançar a pureza do som de sinais musicais espectralmente ricos. Isso lhes permite competir com sucesso com filtros ativos baseados em amplificadores operacionais. As vantagens dos componentes de equipamentos de áudio baseados em transistores de efeito de campo incluem o baixo nível de distorções harmônicas e de intermodulação que eles introduzem nos sinais amplificados. Graças a esta circunstância, os projetistas estão usando cada vez mais esses transistores nos estágios de saída do UMZCH. No entanto, tais dispositivos raramente são utilizados em estágios preliminares, principalmente em desenvolvimentos amadores. E em vão! Seu uso torna possível criar dispositivos de design simples, sem feedback geral, criando um som “valvulado” quente. O coeficiente harmônico dos amplificadores, mesmo com OOS local, não excede 0,1...0,3%, os harmônicos de alta ordem estão praticamente ausentes. As vantagens dos transistores de efeito de campo são especialmente pronunciadas em designs simples. É verdade que, neste caso, sua principal desvantagem torna-se perceptível - uma difusão tecnológica bastante grande de seus próprios parâmetros. Como resultado, geralmente é necessária a personalização individual de cada produto. Isso não é um obstáculo para os rádios amadores, mas dispositivos com circuitos mais simples são de pouca utilidade para produção em massa. Porém, esta circunstância também pode ser levada em consideração: na produção em pequena escala e com design que funcione bem, basta utilizar transistores do mesmo lote; dentro de um pacote, a distribuição de parâmetros não é tão grande. A principal condição estabelecida no desenvolvimento dos filtros propostos foi a alta linearidade para sinais com níveis de até centenas de milivolts em uma ampla faixa de frequência com extrema simplicidade do dispositivo. Se você usar transistores de canal p com tensão de corte abaixo de -3 V (KPZ0ZG, KPZ0ZE), o modo de operação necessário com alimentação unipolar é alcançado sem polarização na porta. Neste caso não é necessário um capacitor de desacoplamento na entrada da cascata. E isso melhora ainda mais a qualidade do som. Os modos em cascata (Fig. 1) para corrente contínua e o coeficiente de transmissão podem ser calculados usando o método de aproximação linear [1]. Este método é muito mais simples e visual que o apresentado em [2] e fornece quase os mesmos resultados.
Para o cálculo é necessário conhecer a inclinação da característica S do transistor, sendo aconselhável utilizar não um valor de referência, mas sim um valor real. Contudo, a medição direta da inclinação em condições amadoras é difícil. A aproximação linear permite utilizar parâmetros mais convenientes de medição para determinar a estrutura: a corrente de dreno inicial Iin e a tensão de corte Uots. A inclinação da característica neste caso é determinada pela fórmula: S= É start/Us. A resistência do resistor no circuito fonte Ri pode ser selecionada aproximadamente a partir da razão Ri = (3...6)/S. A tensão de saída da cascata do dreno VT1 pode ser determinada aproximadamente a partir da relação Uout = UBXSRC/(1+SRi), e a tensão do sinal na fonte - usando a fórmula Uout = UBXSRi/(1+SRi), onde S é a transcondutância do transistor; Ri, RC - resistências nos circuitos fonte e dreno (na Fig. 1 - R3 e R2, respectivamente). O projeto mais simples é um filtro passa-alta de segunda ordem baseado em um seguidor de fonte (Fig. 2). As desvantagens deste filtro estão relacionadas ao seu baixo coeficiente de transmissão. Este parâmetro depende da inclinação da característica e para transistores de efeito de campo comuns de baixa potência com S = 3...7 mA/V será 0,8...0,85. Portanto, os valores calculados (para um coeficiente de transmissão unitário) dos elementos de ajuste de frequência devem ser ajustados ou fórmulas que levam em conta o coeficiente de transmissão real devem ser usadas para o cálculo [3].
Assim, com as classificações das peças indicadas no diagrama, a frequência de corte calculada é 72 Hz e a real é 85...90 Hz. Embora a relação dos valores R2/R1 - 2 corresponda ao filtro Butterworth, a frequência de corte é ligeiramente superior à calculada e a inflexão da resposta de frequência é mais suave. Para aumentar a inclinação da resposta de frequência na área de inflexão, a resistência R1 deve ser reduzida de modo que a relação R2/R1 seja 3...10. A frequência de corte pode ser alterada alterando proporcionalmente a resistência dos resistores R1, R2 ou a capacitância dos capacitores C1, C2. O sinal na saída de tal filtro é enfraquecido em 2...2,5 dB, enquanto a capacidade de sobrecarga da cascata é baixa. Sob tais condições, a tensão máxima de saída sem distorções não excederá 500 mV. Para superar essas deficiências, você pode usar uma cascata combinada da estrutura “fonte comum - coletor comum” (Fig. 3), mas o sinal na saída de tal filtro será invertido.
O uso de um seguidor de emissor na saída do filtro reduziu a impedância de saída para aproximadamente 50 ohms e melhorou significativamente a capacidade de carga. Com as classificações dos elementos indicadas no diagrama, a frequência de corte é de cerca de 80 Hz. O ganho (2...3 dB) depende das características do transistor de efeito de campo utilizado e da resistência do resistor R3. Sua configuração se resume a selecionar seu valor de forma que a tensão no emissor do transistor VT2 seja aproximadamente igual à metade da tensão de alimentação. Se você tiver um osciloscópio, é melhor escolher o valor exato da resistência com base na simetria da limitação do sinal de saída. As considerações anteriores se aplicam ao cálculo da frequência de corte e do tipo de filtro. Para simular filtros, é conveniente utilizar o programa Microcap. Para aumentar ainda mais a inclinação da resposta de frequência, um circuito de realimentação de dois links pode ser usado. Na Fig. A Figura 4 mostra um diagrama de um filtro de bloqueio para frequências infra-baixas com Fcp = 25 Hz, e na Fig. 5 - sua resposta em frequência.
Com base na estrutura considerada, é possível criar um filtro passa-banda, necessário na criação de sistemas com amplificação multibanda. O diagrama de tal filtro é mostrado na Fig. 6.
Um filtro passa-baixa passivo sintonizável de primeira ordem R5C3 é conectado entre os estágios. Essa simplificação do projeto do filtro tornou-se possível porque a resposta de frequência dos cabeçotes dinâmicos de baixa frequência na região de alta frequência já apresenta um declínio e, na maioria dos casos, resta apenas combinar a banda passante do amplificador com ela. A resposta de frequência do filtro nas posições extremas do regulador é mostrada na Fig. 7.
A configuração de um filtro é semelhante às opções de filtro já discutidas no artigo. Deve-se ter em mente que o limite superior de ajuste da largura de banda é determinado pela resistência de saída do estágio no transistor de efeito de campo, e este, por sua vez, é determinado pela resistência do resistor R4. Um exemplo do uso combinado dos filtros descritos é mostrado na Fig. 8. Este é um bloco para formação das bandas LF e MF-HF dos canais estéreo esquerdo e direito, bem como o sinal total (monofônico) do subwoofer. A separação das bandas de média e alta frequência é realizada por filtros passivos na saída do amplificador. Os circuitos de filtro de canal são idênticos aos discutidos anteriormente, portanto focaremos apenas no filtro que seleciona o sinal de baixa frequência para o subwoofer.
O primeiro estágio - um somador em dois transistores de efeito de campo com carga comum R18 é semelhante ao descrito em [4]. A filtragem principal é realizada por um filtro passa-baixa ativo de segunda ordem, implementado no seguidor de emissor VT7. A frequência de corte pode ser ajustada de 40 a 160 Hz usando um resistor variável duplo (R20.1, R20.2). O capacitor C8, juntamente com a resistência de saída do primeiro estágio, forma um filtro passa-baixa de primeira ordem com frequência de corte de cerca de 180 Hz. Isso quase não afeta a resposta de frequência na banda passante, mas melhora a supressão de componentes fora de banda. Dependendo da localização do subwoofer em relação aos alto-falantes esquerdo e direito e ao ouvinte, a mudança de fase dos sinais na posição de audição pode distorcer a imagem sonora (efeito de "desfoque" ou "atraso" dos graves). Para corrigir a mudança de fase no canal do subwoofer, é introduzido um regulador com amplificador operacional DA1. Um filtro diodo-capacitor VD1C11 é instalado no circuito de potência. O design a seguir foi projetado especialmente para sistema de áudio automotivo. O fato é que uma ressonância bastante perceptível do interior, manifestada em um “zumbido” característico nos sons graves, incomoda os audiófilos exigentes sobre rodas. As medições de resposta de frequência mostram uma “protuberância” variando de 120 a 160 dB em frequências de 3...8 Hz! Para corrigir a resposta de frequência neste caso, é conveniente usar um filtro notch em vez de um equalizador. O diagrama de tal filtro ativo para um canal é mostrado na Fig. 9 [5].
O primeiro estágio é um amplificador de compartilhamento de carga. Sua tarefa é criar tensões antifásicas para alimentar o link do filtro C2C3R4R5. Na posição direita da chave SA1 no diagrama, uma ponte Wien reversa é formada com uma atenuação de cerca de 3 dB. Na posição esquerda da chave, tensões antifásicas são fornecidas ao filtro e a atenuação na frequência de sintonia aumenta para 5...6 dB. O valor exato da atenuação depende da transcondutância do transistor e da relação das resistências dos resistores R2 e R3. Se você os igualar, a atenuação será máxima (até 8 dB), mas o sinal de saída será atenuado em relação à entrada em 3...4 dB. O diagrama mostra a variante ideal de denominações. Como a impedância de entrada do dispositivo é muito alta, é melhor instalar o filtro próximo à fonte do sinal para evitar interferência na entrada. A impedância de saída do filtro é de cerca de 50 Ohms, o que é muito menor do que a da maioria das unidades principais. Isso eliminará a influência da capacitância do cabo de conexão, de modo que o filtro desempenhe simultaneamente as funções de um dispositivo correspondente. A caixa deve ser de metal, caso contrário será necessário equipá-la com uma tela de folha de cobre em seu interior e conectá-la a um fio comum. A resposta de frequência do filtro (ver fig. 9) é mostrada na fig. dez.
Como você pode ver, este não é mais apenas um filtro, mas um verdadeiro “equalizador de ambiente”. Um dispositivo com o mesmo nome e uma resposta de frequência muito semelhante é usado nos modelos “top” de amplificadores Mcintosh, mas o circuito é mais complicado... Além dos dispositivos indicados nos diagramas, você pode usar transistores KPZ0ZV-KPZ0ZZH, KT3102 (com qualquer índice de letras) ou outras estruturas npn com h21e > 50. No regulador de fase, você pode usar qualquer amplificador operacional ajustado. para ganho de unidade. Os capacitores de óxido devem ter uma tensão operacional de pelo menos 16 V. A escolha de outras peças não é crítica. Literatura
Autor: A. Shikhatov, Moscou
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