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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Nós KB transceptor. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Comunicações de rádio civis Na continuação da publicação dos nós KB TRX [1], ofereço aos leitores a versão final da placa principal do transceptor. Este nó não possui soluções exclusivas, o circuito é variações no tema do TRX RA3AO e Ural-84M. Os principais requisitos ao escolher um projeto são a repetibilidade, a simplicidade, mantendo as características máximas alcançáveis. A base de elementos disponível hoje é usada. Muitas decisões podem ser criticadas - o processo criativo é interminável, com constantes alterações e melhorias é difícil ver a versão finalizada, mas foi preciso parar e produzir placas de circuito impresso de forma industrial. Inicialmente, o transceptor foi concebido para operação em SSB como principal modo de radiação. Para estreitar a largura de banda, é introduzido um filtro de eliminação de quatro cristais com ajuste de banda. Para os fãs de recepção de banda estreita, pode ser recomendado, como é feito na marca TRX, pagar custos adicionais para a fabricação ou compra de filtros de quartzo de banda estreita de alta qualidade. Como regra, um filtro de escada caseiro feito de quartzo, o mais popular entre os radioamadores, tem características insuficientes para uma recepção de banda estreita de alta qualidade. Para esses fins, você precisa fazer um filtro de acordo com um circuito de ponte diferencial ou usar quartzo de alta qualidade. Você pode comprar um conjunto de filtros de marca, embora eles sejam comparáveis em custo a todos os outros custos do transceptor. A opção de "conversão ascendente" não foi considerada devido à falta de um circuito sintetizador de frequência bastante simples e bem estabelecido. Esta opção de construção faz sentido em um dispositivo com cobertura contínua de 1 a 30 MHz, e para operação em nove bandas estreitas de amador, a seletividade aceitável pode ser fornecida por um IF 5 ... 9 MHz mais barato. Muitas pessoas enfrentam problemas com supressão de portadora de pelo menos 40 dB ao moldar o sinal SSB diretamente para o FI. Parece-me que este problema é mais artificial do que realmente é. Em quase todos os transceptores de marca baratos, a formação ocorre em IF 8 ... 9 MHz. Acho improvável que alguém ouça uma portadora não suprimida, por exemplo, no TRX FT840 ou TS50. A qualidade do conjunto do condicionador de sinal SSB depende do conhecimento e perseverança do fabricante. Excelente desempenho pode ser obtido usando o modulador mais simples em varicaps, como é feito no TRX Ural-84. Só não precisa se esforçar para receber do modulador níveis suficientes para construir o estágio de saída - então não é possível suprimir a portadora. Ao elaborar a placa principal, foram utilizados elementos que podem ser encontrados em praticamente qualquer mercado de rádio. Algo especial, com conclusões banhadas a ouro, com índice VP foi descartado imediatamente. Por exemplo, o ganho necessário pode ser obtido de dois estágios em BF980s importados. Mas eles nem sempre estão à venda, então os análogos domésticos do KP327 são usados, embora tenham parâmetros piores. A placa não possui peças insubstituíveis. A sensibilidade da entrada da placa, que pode ser alcançada sem depuração cuidadosa de cada estágio individualmente - 0,2 ... 0,3 μV, com a seleção de peças e ajuste cuidadoso - 0,08 ... 0,1 μV. Um dos transceptores com tal placa principal e um sintetizador descrito em [2] tinha uma sensibilidade de 0,4 μV com UHF desligado e seletividade de dois sinais quando dois sinais eram alimentados com um espaçamento de 8 kHz, 95 dB. As medições foram feitas pelo UT5TC. Estes não são valores-limite, porque o transceptor usava filtros passa-banda de entrada em quadros com um diâmetro de 6 mm com atenuação razoavelmente alta e diodos convencionais de alta frequência no mixer. Embora, como mostra a experiência, em transceptores projetados para o trabalho diário normal no ar, você não deva perseguir os números da faixa dinâmica. Um valor de 80 dB é adequado para a maioria dos rádios amadores. O uso de um receptor super dinâmico só faz sentido no TRX para competição frente a frente e desde que todos os competidores estejam operando em sinais de linha. Problemas com interferência do transmissor do vizinho geralmente surgem não do baixo alcance dinâmico do receptor, mas do fato de que o infeliz radioamador, tentando gritar a todos, sintoniza seu transmissor de acordo com o princípio - todas as setas para a direita até o fim . De acordo com as observações do US5MIS, que gira os botões do FT840, Surf e RA3AO há muitos anos, todas essas técnicas soam quase iguais ao ouvido. Mas quando medições comparativas foram realizadas usando o mesmo método, TRX RA3AO respondeu a um nível de 1 V no canal adjacente, "Surf" - a 0,8 V e FT840 - a 0,5 V. Mas a conveniência de operação, estabilidade e serviço tomou seu pedágio - deixou FT840. Descrevo tudo isso não para mostrar o quão boa é a nossa técnica caseira (ou semi-caseira, como o Surf), mas para deixar claro que a busca pela faixa dinâmica faz sentido até certo nível e sob condições específicas. Acho que muitos proprietários felizes de RA3AOs superdinâmicos ficariam felizes em trocá-los pelos "frágeis" FT840s em termos de dinâmica. Quero tocar em outro estereótipo comum entre nossos radioamadores. Esta é a crença de que o sintetizador é "barulhento". Após o nascimento dos sintetizadores Kovel, nenhum dos meus transceptores estava com VPA, apenas e somente um sintetizador. Acima, descrevi a sensibilidade atingível da entrada da placa principal quando usada como sintetizador de VFO. De que tipo de ruído podemos falar quando nem G4-102A, nem G4-158, nem G4-18 podem medir a sensibilidade final. Eu tive que fazer um oscilador de cristal separado, alimentá-lo com baterias, blindá-lo com uma tela dupla e usar um atenuador de até 136 dB para avaliar a sensibilidade da placa. Vamos passar para a descrição da própria placa principal, que inclui: - UHF comutável, mixer reversível, diplexador passivo, estágio FET reversível correspondente, filtro de cristal principal (Imagem 1); - Matriz IF, oscilador de referência, detector (Imagem 2); - Nó ULF e AGC (Imagem 3). Vamos considerar o diagrama de circuito em detalhes. Amplificador de alta frequência (VT5) - com circuito de feedback negativo tipo X [7]. Os parâmetros possíveis deste tipo de amplificadores variam de:
Simplificando, o UHF não é sobrecarregado em 40 metros, mesmo à noite, quando o nível de interferência é muito alto. A extrema sensibilidade é tal que permite ouvir o ruído do ar a 28 MHz, mesmo em zonas rurais. Um dos melhores transistores para esse amplificador é o KT939A. KT606A foi incluído na placa como mais barato e mais comum. Não há necessidade de se preocupar muito que UHF piora a faixa dinâmica de RX (novamente, estou falando de "dinâmica", sou pecador, eu mesmo já gostei de números limitantes). Em primeiro lugar, o UHF é comutável, você sempre pode desativá-lo. Em segundo lugar, ligá-lo geralmente é necessário apenas nas bandas mais silenciosas durante a baixa penetração, quando todas as estações são ouvidas em um nível baixo, e é improvável que qualquer uma das estações sobrecarregue essa cascata. E em terceiro lugar, "o diabo não é tão terrível como é pintado". Quase todos os RPUs industriais, por exemplo, R399A, usam UHF e não comutáveis. A configuração desta cascata depende das necessidades do usuário. Dependendo do tipo de transistor e seu modo, é possível fornecer a sensibilidade máxima possível ou o efeito mínimo deste estágio no limite superior da faixa dinâmica. Eu escrevi sobre o mixer em um artigo anterior [6], seu circuito é emprestado de [4]. As principais vantagens desta opção são a reversibilidade e uma faixa dinâmica suficientemente grande (Dbl - até 140 dB) com um baixo nível de oscilador local. Obviamente, em termos de número de peças, é mais complicado e mais caro do que os misturadores comumente usados. Mas não devemos esquecer que este nó determina a qualidade de todo o receptor, e economizar nele é inútil. Como a parte receptora vai perceber o ar, o que pode ser ouvido lá, e quanto "lixo" será distribuído para transmissão, quão complexos os filtros passa-banda terão que ser feitos para poder funcionar sem TV1. Parte do divisor (D1) teve que ser instalado diretamente no misturador para garantir sinais antifásicos na entrada dos braços VT1, VT2 e VT3, VT4. Este é o requisito mais importante por parte do oscilador local. Se você estiver usando um oscilador local convencional, os sinais antifase devem ser gerados de uma maneira diferente. Uma variante do encaixe mais simples com o sintetizador Kovel também é usada aqui. O uso do gatilho também se deve ao fato de que em sua saída o sinal está o mais próximo possível do meandro. Ao encaixar com um GPA convencional, você precisa usar outros microcircuitos ESL, por exemplo, tipos LM, TL, etc. O principal requisito é que na entrada dos interruptores do transistor haja sinais iguais em nível, mas idealmente antifásicos de alta frequência. As chaves utilizam transistores KT368 e KT363 recomendados em [4]. Experimentos com outros transistores não foram realizados. O misturador é operável com vários tipos de diodos. Pode-se supor que os diodos Schottky serão os melhores. A transição de KD922 para KD512, KD514 não causa nenhuma deterioração perceptível nos parâmetros (sujeito à seleção de diodos). Na minha opinião, a principal vantagem dos diodos KD922 sobre todos os outros é que eles são fornecidos selecionados e embalados em recipientes individuais (portanto, a mistura é excluída). Com o KD503 cuidadosamente selecionado, o mixer funciona da mesma maneira que com o KD922. A simetria e o acabamento do transformador T1 são muito importantes. Resistências de entrada da entrada T1:
Isso deve ser levado em consideração ao coordenar com o DFT. Você pode tentar diferentes relações de espiras para obter a impedância de entrada mais próxima de 50 ohms, mas acabou sendo mais fácil alterar as bobinas de acoplamento DFT para se adequar à resistência específica da placa principal. Para combinar com os estágios subsequentes, um diplexador convencional é usado. Na fig. 1 mostra os dados do diplexador para IF=9 MHz. Em princípio, você não pode instalar este nó. Um bom acordo pode ser obtido selecionando o modo VT15 KP903, no entanto, o uso de um diplexador permite obter a maior sensibilidade possível e, se você não se livrar completamente dos pontos afetados, reduza significativamente seu nível. O estágio VT15 bidirecional ativo após o mixer deve ter a menor figura de ruído possível, não degradar a faixa dinâmica do mixer e compensar a atenuação introduzida pelo mixer, DFTs e diplexer. O transistor mais comum e de alta qualidade para esta cascata é o KP903A. Você pode usar KP307, KP303, KP302 (com o valor máximo de inclinação), KP601. Após VT15, o sinal através do transformador T3 é alimentado ao filtro de quartzo ZQ1. O resistor R26 é usado para correspondência, pode não ser necessário. Este procedimento também pode ser realizado usando R22. Um filtro de quartzo de seis cristais em escada foi usado como ZQ1 (Fig. 4). Para estreitar a largura de banda no modo CW, capacitores adicionais são ligados em paralelo com os ressonadores externos usando um relé. Esse filtro CW, é claro, não pode ser chamado de alta qualidade. Ventiladores CW de banda estreita requerem um filtro de cristal separado. Por que um filtro de seis cristais é aplicado? Geralmente oito e até dez pratos são praticados. Mas não esqueça que esse filtro também é usado para transmissão e, para qualidade SSB aceitável, é necessária uma largura de banda de cerca de 3 kHz. Mas para recepção em condições de bandas amadoras sobrecarregadas, uma banda de 2,2 ... 2,4 kHz é suficiente. Portanto, um Compromisso foi escolhido: uma largura de banda de -3 dB - 2,3 ... 2,4 kHz com uma quadratura menor. Como resultado, temos uma recepção de alta qualidade e um bom sinal de transmissão (o que não pode ser dito sobre os sinais que são formados usando filtros de oito cristais). Outra vantagem sobre o filtro de oito cristais é a menor atenuação na faixa de transparência. Isso garante a obtenção da sensibilidade máxima de todo o caminho de amplificação.
Para aumentar a atenuação fora da banda de transparência no caminho IF, foi utilizado um filtro de limpeza de quatro cristais (Fig. 5). A atenuação total de ambos os filtros excede 100dB. As Figuras 4, 5 mostram os dados médios de filtros de escada de quartzo feitos de placas no alojamento B1, que são encontrados com mais frequência. O filtro de limpeza corta o ruído introduzido pelo caminho IF e, devido ao ajuste de largura de banda suave aplicado, permite que você se desvie ligeiramente da interferência no modo SSB. É claro que não se deve colocar grandes esperanças em tal variante de uma mudança suave de largura de banda. Em primeiro lugar, o estreitamento ocorre apenas em um lado da inclinação do filtro e, em segundo lugar, é problemático obter mais de 40 dB de um ZQ de quatro cristais. Mas a complicação é tão simples e barata que não faz sentido recusar tal serviço, ainda que pequeno. O filtro deve ser projetado para uma largura de banda de 2,4 kHz. Com um estreitamento suave da faixa por varicaps, a inclinação superior aproxima-se da inferior, dependendo do fator de qualidade do quartzo, até a faixa de 600 ... 700 Hz. Mas devido à baixa quadratura do filtro, mesmo com essa largura de banda, é possível receber estações SSB. Este modo é frequentemente usado nas faixas de 160, 80 e 40 m. Em vez dos varicaps indicados, podem ser usados vários KB 119, KB 139 conectados em paralelo.
O filtro de cristal ZQ1 é consistente com o caminho IF (Fig. 2) através do circuito ressonante L3 com a bobina de acoplamento. Se a resistência do filtro for visivelmente diferente de 300 ohms, é necessária a seleção do número de voltas da bobina de acoplamento. O transistor VT7 liga durante a transmissão. A segunda porta controla a potência de saída do transceptor. A linha UFC é montada em transistores KP327. Circuito emprestado de RA3AO. Na minha opinião, essa é uma das melhores opções para construir esse caminho. Aqui você pode usar transistores de efeito de campo de porta dupla e outros tipos. BF980 acabou por ser o melhor. Nossa indústria não conseguiu copiar as características deste transistor, KP327 em comparação com o BF980 é pior tanto em Ksh quanto em Kus, embora Kus de transistores não seja de importância decisiva. Para VT8, você precisa escolher um transistor com ruído mínimo. Normalmente, os melhores exemplares encontram-se entre os KP327A. VT9, VT10, VT11 também podem ser substituídos por KP350. A vantagem do KP327 sobre o KP350 e o KP306 está no melhor valor de Ksh, resistência à estática, e os "gold diggers" não reagem a eles de forma alguma, porque. transistores não contêm metais preciosos. Para ajustar o ganho, foi utilizada a propriedade de saturação das características de throughput dos transistores de efeito de campo na primeira porta em baixa tensão na segunda porta [2]. O ganho excessivo é removido desviando os circuitos de FI com os resistores R38 e R46. Não se deve aumentar os níveis de RF nas primeiras portas dos transistores para que o valor da tensão instantânea não ultrapasse o limite de abertura dos diodos zener de proteção estática (15 V). Caso contrário, os diodos zener abrem e bloqueiam a operação do AGC - isso se aplica às duas últimas cascatas do FI. O detector e oscilador de referência, ULF preliminar e AGC são semelhantes [2]. O transistor VT13 (Fig. 3) pode ser usado para ligar e desligar o circuito AGC e bloquear o AGC durante a transmissão para que as leituras do S-meter não sejam distorcidas, que neste modo mostra a potência de saída do transmissor. Como VT 13, você pode usar um transistor de efeito de campo e um transistor bipolar. O transistor bipolar tem uma resistência coletor-emissor mais baixa, então ele desvia melhor o circuito AGC. O circuito amplificador retificador AGC é semelhante a [2]. As características de temporização da cadeia "rápida" foram alteradas, a capacitância de C74 teve que ser aumentada para 0,047 ... 0,1 μF. O microcircuito K174UN14 foi usado como terminal ULF, em uma inclusão típica, a largura de banda de cima é determinada pela cadeia C69, R80; o ganho pode ser ajustado pelo resistor R81. A saída ULF pode ser carregada em um alto-falante ou através de um divisor R84, R85 em fones de ouvido. Detalhes As bobinas L1...L6 são enroladas em quadros com diâmetro de 5 mm, com um núcleo de ajuste SCR-1. L3 ... L6 contém 25 ... 30 voltas de fio PEVO, 2. LCB - 3...4 voltas na extremidade "fria" de L3. L9, L10 - bobinas com indutância de 50 ... 100 μH. L11 - indutor 0...30 µH. Os transformadores T1 ... TZ são enrolados com fio PEVO, 16 em K 10x6x3 anéis de ferrite 1000 nn. T1 contém 10 voltas de torção em três fios, T3 - 9 voltas de torção em dois fios, T2 é enrolado com uma torção de três fios: enrolamento I - 3 voltas, II - 10 voltas, III - 10 voltas. Cedendo ao desejo de garantir a "placa única" de todo o design do transceptor, decidimos separar o oscilador local de referência na placa principal. Isso, é claro, complicou a situação com os "pontos afetados". Alguns deles poderiam ser evitados se o oscilador local de referência fosse feito em um compartimento blindado separado. Com um FI bem sucedido, o número de pontos não excede 3 ... 5 para todas as nove faixas. É possível se livrar deles quase completamente se você mexer com aterramentos adicionais do barramento de força do microcircuito e metalização em torno deste nó. Localização das peças na placa (Fig. 7) A configuração da placa é típica, foi descrita repetidamente na literatura de rádio amador. Os valores dos elementos R1 e C1 dependem de qual nó é usado como oscilador local. Se for um sintetizador Kovel, R1=470...680m, C pode ter um valor de 68 pF a 10 nF. A qualidade da correspondência é perceptível de ouvido pelo número mínimo de "pontos de ruído" do sintetizador. Os elementos LI, L2, C7, C9 são sintonizados para ressonância na frequência IF. O resistor R19 pode ter uma classificação de 50 ... 200 ohms. A qualidade da correspondência desse nó determina a diminuição geral do nível de "lesões" e um leve aumento da sensibilidade. A correspondência ZQ1 é obtida pelos resistores R22, R26, Kf e a seleção do número de voltas LC8. O filtro de limpeza ZQ2 é combinado com os resistores R52 e. R54. O ganho geral do caminho IF pode ser selecionado usando R28, R38, R46. Os resistores R39, R47, R53, R60 afetam Kus e determinam a qualidade do AGC em cascata. Na fabricação de transformadores. Foram testados ferrites com permeabilidade de 400 ... 2000, o diâmetro dos anéis foi de 7 ... 12 mm, torção dos fios e sem torção. Conclusão - tudo funciona. Os principais requisitos são a precisão de fabricação, a ausência de curtos-circuitos de enrolamento em ferrite e a simetria obrigatória dos braços. Os diodos no misturador devem ser selecionados pelo menos de acordo com a resistência e capacitância da junção aberta. Transistores VT1, VT2; VT3, VT4 devem ser selecionados como pares complementares idênticos. No emissor VT5, os valores R e C na cadeia não são indicados. Eles dependem do tipo de transistor. Para KT606 R - dentro de 68 ... 120 Ohms, e C deve ser ajustado para o ganho máximo em 28 MHz (geralmente 1nF). Usando R29, você pode selecionar a corrente através do transistor, por exemplo, de acordo com a sensibilidade máxima. Os transistores KP327 são soldados na parte inferior da placa. No topo da placa, do lado da instalação das peças, fica a folha, os orifícios são escareados. As bobinas são cobertas com telas. Para compra de placas de circuito impresso ou montagens personalizadas, entre em contato com o autor, frequência - 3,700 após as 23.00hXNUMX MSK. Literatura: 1. Radioamador. - 1995. Nº 11,12.
Autor: A. Tarasov (UT2FW), Ucrânia, região de Odessa, Reni; Publicação: N. Bolshakov, rf.atnn.ru
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