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Um amplificador de potência de transistor de banda larga pode simplificar significativamente o projeto de um transceptor moderno e garantir (ao contrário dos dispositivos valvulados) a operação desafinada do estágio final. Conforme relatou o autor do artigo, esse silo foi repetido por diversas operadoras de ondas curtas, e para todas elas funciona perfeitamente.

Tendo passado pela fabricação e ajuste de diversas opções de silos, analisei os circuitos dos estágios de saída de transceptores de fábrica estrangeira destinados à radiocomunicação amadora, bem como circuitos militares nacionais de equipamentos de classe semelhante. Como resultado, surgiu uma certa abordagem para o projeto de amplificadores de potência de transistor de banda larga para transceptores de ondas curtas. Ao aderi-lo ao fazer silos, o radioamador tem mais chances de evitar problemas tanto durante sua configuração quanto durante a operação subsequente. Aqui estão os principais pontos desta abordagem.

1. No silo, você deve usar transistores especialmente projetados para amplificação linear na faixa de frequência 1,5...30 MHz (séries KT921, KT927, KT944, KT950, KT951, KT955, KT956, KT957, KT980).

2. A potência de saída do dispositivo não deve exceder o valor máximo de potência de um transistor de silo push-pull (em equipamentos militares este valor não excede 25% da potência máxima do transistor).

3. Prestages devem funcionar na classe A.

4. Transistores para estágios push-pull devem ser selecionados em pares.

5. Você não deve se esforçar para obter o ganho máximo (Kus) de cada estágio. Isso levará à sua operação instável. É mais conveniente introduzir uma cascata adicional e reduzir o coeficiente das cascatas restantes usando feedback negativo.

6. A instalação deve ser rígida e os cabos dos elementos devem ter comprimento mínimo. A maneira mais fácil é montar em uma placa de circuito impresso com almofadas de suporte.

7. Economizar no bloqueio de capacitores e no desacoplamento de circuitos afeta negativamente a estabilidade do amplificador como um todo.

8. Economizar no tamanho do radiador não se justifica. Aqui, as tentativas de “microminiaturizar” equipamentos geralmente resultam em estresse nervoso com subsequentes custos de material.

A potência nominal de saída do amplificador proposto com uma tensão de alimentação de +24 V e uma tensão de excitação de 0,5 V (rms) é de cerca de 100 W. A impedância de saída do amplificador é de 50 Ohms e a impedância de entrada é de 8 a 10 Ohms. Sem filtragem adicional, o nível do segundo harmônico na saída do amplificador não excede -34 dB e o terceiro - -18 dB. O nível dos componentes combinados de terceira ordem no pico do envelope do sinal de dois tons não excede -36 dB. Estas medições foram realizadas utilizando um analisador de espectro SK4-59A. Consumo de corrente - até 9 A (com potência máxima de saída). Banda de frequência operacional - de 1,8 a 30 MHz. O amplificador foi operado com sucesso em testes de longo prazo (sem o uso de fluxo de ar forçado).

Três estágios do amplificador de potência (Fig. 1) são colocados em uma placa comum medindo 165x85 mm, montada diretamente na parede traseira - o radiador do transceptor. O primeiro estágio usa um transistor KT913A. Pode ser substituído por KT904A, KT911A. A corrente quiescente do transistor (dentro do circuito de feedback C2, R3 e C4, R4, R5 formam a resposta de frequência da cascata. O capacitor sub-barril C4 pode aumentar a resposta de frequência da cascata em 24...28 MHz banda. As classificações de C2 e R3 afetam o curso geral da resposta de frequência. Se esta cascata for alimentada por uma fonte com tensão de +12 V, então ela pode ser executada no transistor KT939A, que é especialmente criado para amplificadores lineares de classe A. O transformador T1 é feito sobre um núcleo magnético anular feito de ferrite grau 1000NM-3 de tamanho padrão K10x6x5 mm.Os enrolamentos contêm 8 voltas de fio PEV 0,2, XNUMX mm.

(clique para ampliar)

O segundo estágio é montado usando um transistor KT921A. Este transistor é projetado para amplificadores lineares das faixas KB e VHF. A corrente quiescente desta cascata é de 300...350 mA e é definida selecionando o resistor R7. A característica cascata é formada pelos elementos R8, R9, C7, R6 e C8. Como transformador T2 foram utilizados os chamados “binóculos” (ver, por exemplo, o artigo em “Rádio”, 1984, nº 12, p. 18). Duas colunas do transformador são feitas de núcleos magnéticos em anel feitos de ferrite grau 1000NM-3 ou 2000NM-3 com diâmetro externo de 10 mm. O comprimento da coluna digitada é de cerca de 12 mm (3-4 anéis). O enrolamento primário tem 2-3 voltas de fio MGTF 0,25 mm, o enrolamento secundário tem 1 volta MGTF 0,8 mm.

O estágio de saída do amplificador é push-pull. Aqui você pode usar transistores dos tipos KT956A, KT944A, KT957A. Os melhores em termos de margem de segurança são o KT956A. Os transistores KT944A causam um “bloqueio” na resposta de frequência nas faixas de HF, e os KT957 são menos confiáveis. Um par selecionado de transistores garante alta eficiência do amplificador e boa supressão de harmônicos. A corrente quiescente dos transistores VT3, VT4 é definida selecionando o resistor R14. Deve ser 150...200 mA (para cada transistor). A resposta em frequência da cascata é formada pelos elementos R10-R13, C10, C11. Os capacitores C10, C11 afetam Kus nas faixas de baixa frequência e os resistores R10-R13 - nas faixas de alta frequência. A capacitância do capacitor C15 determina o aumento da resposta de frequência na banda de frequência 28...30 MHz. Às vezes é útil incluir um capacitor com capacidade de 750...1500 pF em paralelo com o enrolamento secundário do transformador. Isto também ajudará a melhorar a resposta de frequência em frequências acima de 24 MHz. Neste caso, é necessário controlar a tensão da cascata em 10...14 MHz para que as características não entrem em colapso aqui. É necessário verificar a correta seleção destes elementos na potência de operação, pois em potências baixas as “impedâncias” não são as mesmas do modo “cruzeiro”.

O design do transformador T3 afeta fundamentalmente a qualidade do amplificador. O núcleo magnético é um anel feito de ferrite grau 100NN-4, tamanho padrão K16x8x6 mm. O enrolamento da derivação possui 6 voltas de 16 fios PEV-2 0,31 mm torcidos entre si, divididos em dois grupos de 8 fios. A ramificação é feita a partir do ponto de ligação entre o final do primeiro grupo e o início do segundo. O outro enrolamento é 1 volta de fio MGShV-0,35 mm, 10 cm de comprimento.O transformador de saída T4 é um “binóculo” de 2 colunas de 7 núcleos magnéticos de anel de grau de ferrite 400NN-4, tamanho K16x8x6 mm, cada. O enrolamento primário tem 1 volta de trança de um cabo coaxial, o enrolamento secundário tem 2 voltas de 10 fios MPO-0,2 conectados em paralelo. O enrolamento secundário está localizado dentro do primário. Experimentos com diversas opções de projeto para este transformador mostraram seu desempenho com ferritas com permeabilidade de 400-1000 e diâmetros de anel de 12 a 18 mm. O enrolamento secundário pode ser enrolado em um fio, por exemplo, MGTF - 0,8...1 mm. Basta lembrar que o transformador aquece visivelmente durante o funcionamento e, portanto, o isolamento dos fios deve ser resistente ao calor.

A resistência ôhmica das bobinas L4, L5 deve ser mínima para que não ocorra auto-polarização nelas. Aqui você pode usar, por exemplo, DM-1,2 com indutância de 8...15 μH. O transistor VT5 (estabilizador de tensão de polarização dos transistores de saída) é fixado através de um espaçador de mica a um dissipador de calor comum. Os diodos VD3 e VD4 devem ter contato térmico com um dos transistores de saída. Os relés K1 tipo RES34 (passaporte RS4. 524. 372), embora RES10, funcionam de forma confiável por vários anos. O corpo do relé deve ser conectado a um fio comum.

A “proteção contra tolos” é conectada à saída do transformador T4 - resistores de dois watts R23, R24 com resistência total de 470...510 Ohms. A partir do ponto de sua conexão, a tensão de RF é removida para o indicador de potência de saída (detector no VD5) e para o sistema ALC. Em caso de falha do relé K1, do relé da placa do filtro passa-baixa ou da antena quebrada, toda a potência será dissipada nesses resistores, e o ROE será igual a 10. Não é assim ruim, pois o sistema ALC funcionará e reduzirá a potência de saída. Se o ALC também falhar, então a “proteção infalível” funcionará: o “espírito de tinta queimada” virá desses resistores. Os transistores podem suportar facilmente tal execução. Para potências de até 100 W, o fabricante garante “o grau de incompatibilidade de carga (em Pout = 70 W) dentro de 1 s de 30:1”. No nosso caso será 10:1, então podemos trabalhar três segundos na transmissão e pensar: “Qual é o cheiro?”

Um filtro passa-baixa de dois links (L7L8C21C23C25) com frequência de corte de 32 MHz é soldado diretamente na placa do amplificador.

A energia (+24 V) é fornecida constantemente ao amplificador a partir do momento em que o transceptor é ligado e, ao mudar para o modo de transmissão, uma tensão de controle de +12 V é fornecida ao barramento +TX.

O amplificador é configurado na seguinte sequência. Após definir as correntes quiescentes dos transistores VT1 - VT4, soldamos a saída do capacitor C5 dos circuitos da base VT2 e conectamos através de um resistor de 10...20 Ohm (1 W) ao fio comum. Tendo aplicado um sinal do GSS com frequência de 29 MHz à entrada do silo, selecionamos o capacitor C4, nivelando a resposta em frequência nesta frequência. Tendo restaurado a conexão entre C5 e VT2, carregamos o transformador T4 com um resistor não indutivo de 50...60 Ohms (25 W) com cabos de comprimento mínimo. Tendo definido o nível do sinal de entrada para 0,2..0,3 V (rms), medimos o consumo de corrente dos transistores VT3, VT4 e a tensão de RF na carga. Ao trocar os terminais do enrolamento primário do transformador T3, determinamos sua conexão ideal - com base na tensão máxima na carga. Aumentando o nível do sinal de entrada para 0,5 V (rms), medimos Iin e Pout. Ao selecionar o capacitor C15 alcançamos a maior potência na saída do amplificador na frequência de 29 MHz (470...2200 pF dependendo da permeabilidade do circuito magnético do transformador T3).

Sem alterar o nível do sinal na entrada, medimos Pout e Iin nas frequências de 14, 7 e 1,8 MHz. Registramos os resultados da medição. Com base na potência máxima de saída com consumo mínimo de corrente, selecionamos sequencialmente o número de voltas do enrolamento primário, primeiro do transformador T2 (não mais que 5 voltas) e depois do transformador T3 (2-3 voltas). Ao mesmo tempo, comparamos dados de potência de saída nas frequências de 29, 14 e 1,8 MHz.

Como a saída dos filtros passa-banda raramente produz os mesmos níveis de sinal em todas as faixas, é necessário finalmente formar a resposta de frequência selecionando os resistores R6, R10-R13 e os capacitores C10, C11 com um excitador real (no transceptor), e não com o GSS. 57.

O pré-amplificador (Fig. 2) é montado em uma placa separada junto com filtros passa-banda (BPFs) e um atenuador de receptor (ATT). O transistor VT1 (pode ser substituído por transistores dos tipos KT325, KT355 com qualquer índice de letras) opera em modo linear. O ganho da cascata é de cerca de 10. A carga é um transformador de banda larga T1, feito em um núcleo magnético anular feito de ferrite grau 600HH de tamanho padrão K10x6x5 mm. Os enrolamentos contêm 8 voltas de fio PEV de 0,2 mm. A corrente quiescente do transistor (20 mA) é definida selecionando o resistor R4. A resposta amplitude-frequência da cascata é formada pelos elementos R7, C4.

A chave no transistor VT2 controla o relé K3, que conecta a entrada da linha PA ao DPF em modo de transmissão. Os filtros passa-banda de faixa são de circuito duplo. Para os indutores foram utilizadas molduras com diâmetro de 8 mm de televisores. Esta, claro, não é a melhor opção, mas o DFT lida bem com a tarefa de selecionar canais espelhados e laterais.

O transceptor possui três estágios de proteção para o estágio de saída do amplificador de potência durante sobrecargas. Na Fig. A Figura 3 mostra o ALC (controle automático de nível de sinal) e o circuito de proteção para altos valores de SWR.

Esses circuitos de proteção são ativados através de um amplificador DSB feito de um transistor de efeito de campo de duas portas. A tensão na segunda porta deste transistor determina o Kus da cascata e, consequentemente, a potência de saída de toda a linha do estágio de saída. O sinal do detector VD5 (ver Fig. 1 na primeira parte do artigo) e o sinal do medidor SWR (Fig. 3) através dos diodos de isolamento VD2, VD3 vão para a chave do transistor (VT1, VT2). A saída do emissor do transistor VT2 é conectada a um fio comum através de um resistor variável (regulador de potência de saída) com resistência de 4,7...10 kOhm. O contato móvel deste resistor está conectado à segunda porta do amplificador DSB. Se a carga não estiver conectada ao estágio de saída (por exemplo, o relé da unidade de filtro passa-baixa falhou), a tensão de RF na saída T4 aumenta. É retificado pelo diodo VD5 e fecha a chave do transistor VT1, VT2. A tensão na segunda porta do amplificador DSB e, consequentemente, no acionamento do estágio de saída são reduzidas. O mesmo acontece quando o ROE ultrapassa o nível permitido, com a única diferença de que o retificador é o diodo VD1 do medidor de ROE.

Tendo carregado o estágio de saída no equivalente da antena, os resistores de ajuste R2 e R3 definem os níveis de resposta do sistema de proteção. Com uma potência de saída de 100 W, um par de KT956A pode suportar SWR de até 5 ou mais. Você pode limitar-se aos valores de SWR = 3...4, nos quais o sistema de proteção começa a operar. Para isso, ao invés de um equivalente, deve-se conectar uma carga com valores aproximados de 20 ou 150 Ohms e definir o nível de resposta da proteção com os resistores R2 e R3. O ganho geral da linha PA pode ser limitado selecionando o resistor R5. Ao usar transistores como KPZ50 ou KP306 em um amplificador DSB, a tensão na segunda porta deve ser definida para não mais que +5...7 V. Os capacitores C7 e C9 garantem a operação suave do sistema ALC. Se suas capacitâncias forem muito pequenas, o sinal fica distorcido, ocorre uma limitação acentuada, o que é desagradável ao ouvido; se as capacitâncias forem grandes, o sistema reage com atraso às mudanças na carga do estágio de saída, e todo o ponto desta proteção é perdida. Ao controlar a qualidade do sinal com um receptor adicional, você pode obter um bom sinal ajustando a profundidade do ALC e seu tempo de resposta selecionando R3, R2, C7, C9. O transformador do medidor T1 SWR é enrolado em um núcleo magnético de ferrite anelar da marca M50VCh-2, tamanho K12x6x4 mm. O enrolamento secundário possui 28 voltas de fio PELSHO 0,2 mm. O enrolamento primário é um cabo coaxial passado através do anel do transformador e conectando o filtro passa-baixa ao conector da antena do transceptor.

O terceiro estágio da proteção do amplificador é limitar o consumo de corrente da fonte de alimentação de +24 V. Com uma potência de saída do amplificador de até 100 W, a corrente de atuação da proteção do estabilizador é ajustada em 8,5...9 A.

Algumas palavras sobre os núcleos magnéticos de ferrite vendidos nos mercados de rádio. Ao comprar, nunca diga quanta permeabilidade você precisa. É melhor perguntar qual está disponível, pois o vendedor sempre tem em mãos uma “caixa de plantão”, onde você encontrará exatamente a permeabilidade que nomeou. Com muito risco, mas ainda é possível distinguir a ferrita pela sua aparência, que possui maior permeabilidade. Via de regra tem cor mais escura (“carvão sinterizado”), grão maior e “toca” com o testador (marca HM). Ferritas de baixa permeabilidade são de cor cinza, às vezes com uma camada de “ferrugem”, possuem grãos muito finos e não “tocam” com o testador. Existem vários rumores na comunidade de radioamadores sobre o uso de ferritas dos graus NN e NM. Não consegui encontrar nenhuma diferença no desempenho dessas ferritas, pelo menos no design do amplificador resultante. Mas em equipamentos militares, especialmente em transmissores baseados em transistores, é mais comum encontrar ferritas de grau NM. Esta informação não é vinculativa. Talvez alguém queira realizar um estudo detalhado nessa direção e posteriormente compartilhar as descobertas com a fraternidade de rádios amadores.

Autor: Alexander Tarasov (UT2FW), Reni, Ucrânia

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