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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Receptor heteródino para faixa de 20 m. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / recepção de rádio A técnica de recepção heteródina, ou, como é frequentemente chamada, conversão direta de frequência, permite criar equipamentos muito simples, mas com boas características, para comunicações amadoras em ondas curtas - transceptores e receptores de rádio. O interesse pela recepção heteródina (em sua versão moderna) surgiu no final dos anos 60. Desde então, muitas descrições de vários projetos de equipamentos de alta frequência usando conversão direta de frequência foram publicadas nas páginas de revistas de rádio amador. Em nosso país, a Editora DOSAAF da URSS publicou dois livros do famoso designer de rádio amador V. Polyakov (RA3AAE), que muito fez para popularizar a técnica de recepção heteródina. Um desses livros é “Direct Conversion Receivers for Amateur Communications” (1981), o outro é “Direct Conversion Transceivers” (1984). Eles examinam detalhadamente os fundamentos físicos e as características da recepção heteródina de sinais de estações de rádio amadoras e fornecem projetos práticos de unidades individuais e de dispositivos completos. Uma das razões para o crescente interesse que os operadores de ondas curtas estão demonstrando nesta tecnologia é que a operação de baixa potência (QRP) tem se tornado cada vez mais difundida nos últimos anos. A técnica de recepção heteródina é ideal para a criação de equipamentos QRP. É interessante notar que nos EUA, por exemplo, apesar de uma ampla gama de equipamentos de comunicação com designs de circuitos tradicionais, uma das empresas produz (e é muito popular) um transceptor QRP relativamente barato com conversão direta de frequência. O receptor heteródino descrito neste artigo foi projetado para receber sinais de estações de rádio amadoras em uma das bandas KB mais populares - 20 metros. O receptor cobre (naturalmente, com alguma margem nas bordas) toda essa faixa: de 14000 a 14350 kHz. Como você sabe, a conversão direta de frequência permite receber apenas sinais de estações de rádio operando em modulação telegráfica (CW) ou de banda lateral única (SSB). É possível ouvir estações com modulação de amplitude apenas com dificuldade (e, via de regra, com distorção perceptível), sintonizando “zero beats” com a frequência portadora. No entanto, isto não é importante, porque a grande maioria dos operadores de ondas curtas já não utiliza AM. Este tipo de radiação sobreviveu quase apenas na faixa de 160 m, onde é usada por alguns radioamadores iniciantes. O receptor possui um oscilador local com uma saída bastante potente, o que permite posteriormente transformá-lo em um transceptor telegráfico de banda única com modificações simples. Notamos de imediato que simplesmente substituindo os elementos determinantes de frequência (bobinas e capacitores nos circuitos oscilantes), este receptor (ou transceptor) pode ser transferido para qualquer banda amadora. Para simplificar o projeto do receptor, sua fabricação e instalação, ele não contém amplificador de radiofrequência, portanto a sensibilidade do receptor é de aproximadamente 1 μV com relação sinal-ruído de 10 dB. Esta sensibilidade é suficiente (pelo menos na grande maioria dos casos) para o trabalho diário no ar, desde que seja utilizada uma antena externa na estação. Pode ser facilmente aumentado de três a quatro vezes introduzindo um seguidor de emissor na entrada do receptor (entre o circuito de entrada e o mixer). A largura de banda do receptor no nível de -6 dB está na faixa de 250...3000 Hz. Ao receber estações telegráficas em condições de forte interferência, pode ser reduzido para 200...300 Hz (com uma frequência média de cerca de 600 Hz). Esses números caracterizam. o caminho da frequência de áudio do receptor, onde a seleção do sinal é realizada principalmente. Na realidade, como se sabe, os receptores heteródinos recebem tanto o canal principal quanto o canal espelho imediatamente adjacente a ele (se você não usar métodos de fase para suprimir o canal espelho, o que complica significativamente o dispositivo). É por isso que a largura de banda real do sinal recebido é o dobro dos valores fornecidos acima. O receptor é alimentado por uma bateria de elementos que fornecem tensão entre 10...15 V. O consumo de corrente é de cerca de 30 mA. Os receptores heteródinos, que possuem um ganho muito alto em frequências de áudio, são muito sensíveis à interferência AC com frequência de 50 Hz, em particular, à interferência do transformador de rede (devido a um campo de dispersão significativo), bem como à tensão de alimentação ondulação (geralmente com frequência de 100 Hz - com retificação de onda completa). Por estas razões, não é aconselhável alimentar o receptor a partir da rede eléctrica. Se necessário, isso, é claro, pode ser feito, mas então você deve usar uma fonte de alimentação separada (remota) com um bom estabilizador de tensão que garanta baixa ondulação de tensão de saída. O receptor é feito em duas placas de circuito impresso - a principal e o oscilador local, onde está localizada a grande maioria das peças. Nas figuras, as designações posicionais das peças são fornecidas sem indicação do número da placa (1 - principal, 2 - oscilador local), e no texto, para evitar confusão, serão designadas como 1-C1, 2- L1, etc. As peças localizadas fora dessas placas serão indicadas sem índice adicional C1 R1, etc. O diagrama esquemático da placa principal do receptor é mostrado na fig. 1.
O sinal da antena vai para o pino 1 da placa. A seletividade de radiofrequência do receptor é garantida por um único circuito de entrada 1-L1, 1-C1, 1-C2. A resistência de entrada do misturador nos diodos I-VD1-1-VD4 conectados a este circuito é baixa (alguns quilo-ohms), então o fator de qualidade carregado deste circuito também será pequeno - 25...30. Por esta razão, a largura de banda do circuito de entrada no nível de -3 dB está na faixa de 450...550 kHz e não há necessidade de ajustá-la ao ajustar a faixa do receptor. A correspondência deste circuito com a fonte de sinal (50...75 Ohm, por exemplo, um dipolo alimentado por cabo coaxial) é garantida pela escolha das capacitâncias dos capacitores 1-C1 e 1-C2. O misturador é feito segundo um circuito balanceado com diodos back-to-back, o que permite obter uma “penetração” muito pequena da tensão do oscilador local na antena e, assim, eliminar a interferência aos rádios amadores que moram nas proximidades. O mixer está totalmente conectado ao circuito. Isso tornou possível obter uma sensibilidade bastante alta do receptor sem um amplificador de radiofrequência (embora ao custo de alguma perda de seletividade de entrada). A tensão do oscilador local é fornecida ao pino 12 da placa e ao misturador através do transformador balun 1-T1. Do ponto médio do enrolamento secundário (terminais 1-3) deste transformador, os produtos de mistura são alimentados ao filtro passa-baixa 1-L2, 1-C6, 1-C7 com uma frequência de corte de cerca de 2,5 kHz. Este filtro seleciona o sinal de frequência de áudio útil, que é pré-amplificado por uma cascata no transistor 1-VT1. Para atingir um nível mínimo de ruído próprio, a tensão coletor-emissor deste transistor é de aproximadamente 2,5 V e a corrente do coletor é de cerca de 0,2 mA. O ganho da cascata é de aproximadamente 70. É determinado pela razão entre a resistência de carga no circuito coletor do transistor e a soma das resistências do resistor 1-R4 e da junção do emissor do transistor.A resistência de carga são resistores 1-R3, 1-R7, 1-R8 conectados em paralelo, bem como regulador de nível de sinal de audiofrequência R1, localizado fora da placa (ver Fig. 5). A resistência de entrada do amplificador operacional 1-DA1 e a resistência de saída do transistor 1-VT1 (também estão conectadas em paralelo com a carga) podem ser desprezadas neste caso. O ganho do pré-amplificador é definido selecionando o resistor 1-R4 (tem pouco efeito no modo de operação DC do transistor). Para melhorar a seletividade do receptor, um capacitor 1-C1 é conectado em paralelo com a carga do transistor 1-VT9. Fornece atenuação adicional de sinais com frequências acima de 5 kHz. O ganho principal do receptor é fornecido pelo estágio do amplificador operacional 1-DA1. Em geral, é necessário um ganho de cerca de 100000 no caminho da frequência de áudio do receptor. Neste caso, a tensão de ruído na saída do amplificador operacional (ou seja, nos fones de ouvido) será de aproximadamente 20 mV, uma vez que o ruído a tensão referida à entrada do amplificador no transistor 1-VT1 geralmente fica na faixa de 0,1...0,3 µV. Além disso, já é bastante difícil obter 0,1 µV - requer o uso de transistores com ruído normalizado e seleção cuidadosa de seus modos de operação para corrente contínua e alternada. Levando em consideração o ruído do mixer, a tensão total do ruído na saída do amplificador operacional será de aproximadamente 30...40 mV. Eles já podem ser ouvidos bem em fones de ouvido. Aumentar seu nível acima dos valores fornecidos limitará a dinâmica da saída do receptor, definida como a razão entre o nível máximo do sinal de saída e o nível de ruído na saída do receptor. Para receptores de conversão direta, que, via de regra, não possuem sistema de controle automático de nível, este parâmetro é bastante importante. Os amplificadores operacionais modernos têm um ganho superior a cem mil, e parece que seria bem possível nos limitarmos a apenas um estágio. No entanto, não é. Em primeiro lugar, a maioria dos amplificadores operacionais tem piores características de ruído (em comparação com dispositivos que usam elementos discretos). O nível de ruído referido à entrada geralmente não é melhor que 1 µV. Para o amplificador operacional K140UD8, por exemplo, é até 3 µV. Em segundo lugar, os ganhos do amplificador operacional acima estão disponíveis apenas em corrente contínua e em frequências muito baixas - dezenas e centenas de hertz. À medida que a frequência aumenta, o ganho máximo permitido do estágio do amplificador operacional cai rapidamente.
Na Fig. 2, a mostra a resposta amplitude-frequência do amplificador operacional K140UD8 (é típico para vários amplificadores operacionais com correção interna). Pode-se observar que em um amplificador com largura de banda de cerca de 3 kHz, o ganho máximo permitido é de apenas 1000 (60 dB). Foi assim que foi escolhido para o estágio de amplificador operacional deste receptor. Levando em consideração o ganho do estágio preliminar, o ganho total do caminho de frequência de áudio do receptor é de cerca de 70. A polarização constante na saída do amplificador operacional (igual a aproximadamente metade da tensão da fonte de alimentação) é definida pelo divisor nos resistores 1-R7 e 1-R8. O ganho deste estágio determina a relação das resistências dos resistores 1-R14 e 1-R9. O capacitor 1-C15 incluído no circuito de feedback negativo atenua adicionalmente as altas frequências na saída do receptor. Carga - os fones de ouvido são conectados através de um capacitor de isolamento (é instalado fora da placa, veja a Fig. 5) ao pino 5. Para o receptor, fones de ouvido com resistência de emissor de 50...100 Ohms são mais adequados (sua resistência de bobina CC será 100, respectivamente ...200 Ohm, já que os emissores estão conectados em série). Aqui você também pode usar fones de ouvido com emissores com resistência de 1600...2200 Ohms, mas neste caso devem ser conectados em paralelo, observando a polaridade da conexão - está indicada nas caixas dos emissores. Para receber sinais de estações de rádio telegráficas em condições de maior interferência, a banda passante da cascata no amplificador operacional 1-DA1 pode ser estreitada conectando uma ponte T dupla (resistores 1-R11 - 1-R13, capacitores 1-C16- 1-C18) ao circuito de realimentação negativa. Para isso, a chave SA1 (ver Fig. 5) conecta a saída do amplificador (pino 5) à entrada da ponte T (pino 8). De forma simplificada, a conexão de uma ponte T a um circuito de realimentação negativa em um amplificador operacional é mostrada na Fig. 2, b. Uma característica da ponte T dupla é que... que em uma determinada frequência (geralmente chamada de frequência de quase ressonância), o coeficiente de transmissão tem um mínimo e, em certas relações entre os valores dos capacitores e resistores nele incluídos, pode ser muito próximo de zero. Portanto, para uma ponte T dupla, na qual as capacitâncias de todos os três capacitores são iguais e a resistência do resistor no ramo capacitivo é quatro vezes menor que a dos outros dois resistores. Para tal ponte, o coeficiente de transmissão na frequência de quase ressonância será de cerca de 10-2. A dependência do coeficiente de transmissão da ponte T dupla usada neste receptor em relação à frequência é mostrada na Fig. 3, a. Se uma rede de quatro portas com tal resposta de frequência for incluída no circuito de realimentação negativa da cascata do amplificador operacional, como mostrado na Fig. 2, b, então, numa primeira aproximação, o coeficiente de transmissão do dispositivo será determinado pela razão entre a resistência de algum resistor equivalente e a resistência do resistor 1-R9.
É fácil ver que na frequência de quase ressonância, quando K está próximo de zero, o ganho da cascata será aproximadamente o mesmo que na ausência de uma ponte T (ou seja, igual à razão das resistências de resistores 1-R14 e 1-R9). Em frequências distantes da frequência de quase ressonância, K está próximo da unidade e o ganho da cascata cai acentuadamente (aproximadamente à razão das resistências dos resistores 1-R10 e 1-R9). Parece que para melhorar a seletividade faz sentido reduzir a resistência do resistor 1-R10. No entanto, não é. Em primeiro lugar, com valores baixos de resistência de carga (e para a ponte T 1-R10 - carga), as características da ponte deterioram-se visivelmente. Isto poderia ser evitado introduzindo, por exemplo, um seguidor de emissor entre 1-R10 e a ponte T. Mas então o fator de qualidade equivalente da ponte aumentará visivelmente e a largura de banda do receptor com o filtro ativado será reduzida a valores inaceitáveis na prática (menos de 100 Hz). Ou seja, a opção utilizada neste receptor está próxima do ideal (pelo menos se tivermos em mente soluções de circuitos simples). A característica amplitude-frequência do caminho de frequência de áudio (sem filtro passa-baixa) é mostrada na Fig. 3, b. A resposta de frequência do caminho com uma ponte T dupla conectada também é mostrada aqui. O coeficiente de transmissão do caminho correspondente à resposta de frequência máxima quando o filtro está desligado é considerado 0 dB. Entre o pré-amplificador e o amplificador de saída existe um controle de nível de sinal de frequência de áudio. Está conectado aos pinos 9, 10, 11 da placa. O diagrama esquemático da placa do oscilador local é mostrado na Fig. 4, a. O gerador é montado em um transistor 2-VT1 de acordo com um circuito bem conhecido, prestemos atenção em apenas algumas de suas características. Para reduzir a tensão de alta frequência no circuito do gerador (isso reduz o aquecimento de seus elementos pelas correntes de HF e, portanto, aumenta a estabilidade de temperatura do oscilador local), a tensão de alimentação em cascata é escolhida relativamente baixa - menos de 6 V. O oscilador local usa um bloco padrão de capacitores variáveis de um receptor de transmissão (apenas um é usado). O bloco não está sujeito a nenhuma modificação e a sobreposição de frequência necessária é fornecida pelo “alongamento” dos capacitores 2-C1, 2-C2, 2-C4. Observe que como o misturador receptor é feito em diodos back-to-back, o gerador opera na metade da frequência (em comparação com a de operação), ou seja, cobre a seção de 7000...7175 kHz com alguma margem nas bordas da faixa . O resistor 2-RJ elimina a autoexcitação parasita do gerador em baixas frequências, determinada pela indutância do indutor 2-L2. Em vez de um resistor de lastro convencional, um gerador de corrente estável em um transistor de efeito de campo 2-VT2 é usado no circuito de potência do diodo zener. Isso não é muito importante para o receptor, pode ser substituído por um resistor de 330 Ohm. Porém, se o oscilador local também for usado no caminho de transmissão (em um transceptor baseado neste receptor), então o uso de um gerador de corrente estável no oscilador local melhorará as características dinâmicas do estabilizador de tensão, reduzindo assim a frequência parasita manipulação do gerador. A tensão de alta frequência do gerador é fornecida a um seguidor de emissor de dois estágios. O primeiro estágio opera em modo classe A (transistor 2-VT3), o segundo - em classe B (transistores 2-VT4 e 2-VT5). Isso torna possível reduzir significativamente a potência liberada nos transistores de saída (ou seja, use aqui transistores convencionais de baixa potência). Para obter as mesmas características de carga em um estágio de saída operando em classe A, seria necessário utilizar um transistor de alta frequência e média potência e resolver o problema de remoção de calor e do regime de temperatura do oscilador local. A ligação entre o gerador e os repetidores é galvânica. A polarização na base do transistor 2-VT3 é definida pelo diodo zener 2-VD1 (com pequenos ajustes devido à queda de tensão nos resistores 2-R1 e 2-R5). A tensão de polarização que abre ligeiramente os transistores de saída é definida pelo resistor 2-R7. O objetivo principal do resistor 2-R5 é definir (preliminarmente) o nível de tensão de saída do oscilador local para que os transistores seguidores do emissor não fiquem sobrecarregados. Ao enfraquecer o sinal neste local, desacoplamos adicionalmente o gerador da saída do dispositivo e melhoramos suas características de carga.
Ao ajustar o resistor 2-R10 no processo de configuração do receptor, a tensão ideal do oscilador local no misturador de diodo é selecionada com precisão. Se você planeja eventualmente transformar o receptor em um transceptor, é aconselhável incluir imediatamente no oscilador local a possibilidade de dessintonizar sua frequência usando um varicap, e também fornecer uma saída adicional para o caminho de transmissão. As medições que precisam ser feitas no circuito oscilador local são mostradas na Fig. 4, b. Eles são principalmente óbvios. Vamos apenas observar. que do pino 6 a tensão estabilizada é fornecida a um resistor variável, que regula a tensão no varicap. O diagrama de ligação das placas entre si, bem como com outros elementos do receptor localizados fora dessas placas, é mostrado na Fig. 5. Na Fig. A Figura 6 mostra a placa de circuito impresso do conjunto mixer e amplificador de áudio do receptor, e na Fig. 7 - placa de circuito impresso da unidade osciladora local (para versão transceptor). Estas placas são projetadas para as seguintes peças: resistores - MLT-0,25, capacitores - KM e K50-6 (óxido), resistor de corte - SPZ-4, capacitor variável - KPE do receptor de rádio Alpinist, indutor 2-L2 - corretivo padrão de uma TV de tubo. Você também pode usar bobinas das séries D e DM ou caseiras. A bobina 1-L2 do filtro passa-baixa é enrolada em um núcleo magnético de ferrite de anel de tamanho padrão K20 x 12 x 6 feito de material com permeabilidade magnética inicial de 3000, fio - PEV-2 com diâmetro de 0,1 mm, número de voltas - 430, indutância - aproximadamente 350 mH. O transformador de alta frequência é enrolado em um núcleo magnético de anel de tamanho padrão K7 x 4 x 2 feito de ferrite com uma permeabilidade magnética inicial de 400...1000 (não crítica). O enrolamento é realizado simultaneamente com três fios PEV-2 com diâmetro de 0,1...0,25 mm. O início de um dos enrolamentos está conectado ao final do outro - este será o ponto médio do enrolamento secundário. O enrolamento restante é usado como primário. As bobinas 1-L1 e 2-L1 são enroladas em estruturas de poliestireno, cujos desenhos são mostrados na Fig. 8, a. Possuem 17 voltas de fio PEV-2 com diâmetro de 0,4 mm. Os aparadores são feitos de ferro carbonílico (M6 x 10). Essas bobinas, colocadas em telas de alumínio (Fig. 8, b), deverão ter indutância de 2,3 μH com o trimmer na posição intermediária (parafusado até a metade na bobina).
Os transistores da estrutura npn (1-VT1, 2-VT1, 2-VT3, 2-VT4) podem ser qualquer um dos KT312, KT342, KT3102 e séries semelhantes. Os transistores mais ideais para um pré-amplificador de frequência de áudio são KT3102E e KT3102G (com um valor de ruído não superior a 4 dB). Os transistores da série KT315 também podem ser utilizados no oscilador local, mas em qualquer caso, o coeficiente de transferência de corrente (estático) deve ser de no mínimo 100. O transistor da estrutura pnp no oscilador local (2-VT5) é o KT361. KT3107 com qualquer índice de letras. O amplificador operacional K140UD8A (ou K140UD8B - isso não é importante) pode ser substituído por qualquer amplificador operacional com correção interna. Claro, é bem possível substituí-lo por um amplificador operacional com correção externa com alterações apropriadas no circuito. Em qualquer caso, a substituição do amplificador operacional exigirá alterações na placa de circuito principal. Se você usar um amplificador operacional que não possua transistores de efeito de campo na entrada (por exemplo, K140UD7), é aconselhável usar os resistores 1-R7 e 1-R8 com uma resistência não superior a 150 kOhm e compensar para diminuir o ganho do estágio preliminar selecionando o resistor 1-R4. O transistor de efeito de campo no gerador de corrente estável (2-VT2) deve ter uma corrente de dreno inicial de pelo menos 15 mA. Cópias individuais de transistores KP303E (para eles este parâmetro está dentro de 5...30 mA) e transistores KP302 com qualquer índice de letras exceto A podem ser adequadas aqui (apenas cópias individuais desta série são adequadas, uma vez que sua corrente de dreno inicial pode variar variando de 3 a 24 mA). Os diodos no misturador são de qualquer silício de alta frequência (KD503, KD521, etc.). O diodo Zener 2-VD1 deve ter uma tensão de estabilização entre 5,5...6 V. Esquematicamente, o projeto do receptor é mostrado na Fig. 9.
A configuração do receptor pode ser feita mediante o pagamento de uma taxa. Aplicando tensão de +3V ao pino 12 da placa principal, os modos DC dos elementos ativos são verificados. Desvios daqueles mostrados na Fig. 1 valores superiores a 20% indicarão erros de instalação ou defeitos nas peças utilizadas. Depois disso, é aconselhável verificar a resposta de frequência ponta a ponta do caminho de frequência de áudio aplicando um sinal de um gerador com resistência de saída de 600...1000 Ohms à entrada do filtro passa-baixa (para o ponto de conexão 1-L2 e 1-C6). Como o ganho do caminho de audiofrequência do receptor é muito alto, isso só pode ser feito se o radioamador tiver à sua disposição um gerador de audiofrequência com baixo nível de fundo. O nível de ruído do próprio amplificador (com o oscilador local desconectado do mixer), como já observado, deve ser de cerca de 20 mV. Valores grandes indicam que o transistor 1-VT1 deve ser substituído. O próximo passo é configurar a placa osciladora local. Ao monitorar a frequência do oscilador local usando um frequencímetro, receptor de controle ou outro método, os limites de sua sintonia são estabelecidos. Para isso, com uma capacidade mínima do KPI, o trimmer de bobina 2-L1 atinge uma frequência de geração de 10...20 kHz acima do valor de 7175 kHz. Movendo o rotor do capacitor para a posição correspondente à capacidade máxima, verifique a frequência de geração. Se estiver um pouco abaixo de 7000 kHz, a configuração dos limites de faixa poderá ser concluída. Se estiver acima de 7000 kHz, instale o capacitor 2-C1 de menor capacidade e repita o procedimento descrito novamente. A definição de limites pode ser significativamente acelerada se, em vez de 2-C1, for instalado um capacitor de sintonia com dielétrico de ar. Você não deve usar capacitores de sintonia como KPK ou KPK-M. Eles têm estabilidade em baixas temperaturas e podem degradar significativamente o desempenho do oscilador local. Após a substituição do capacitor 2-CJ, cada vez é necessário fazer uma pausa para estabilizar a temperatura do capacitor, que superaqueceu durante a soldagem. Se um gerador de corrente estável for usado no oscilador local, então antes de configurar o gerador é necessário selecionar um resistor 2-R3 de modo que a corrente total através do transistor de efeito de campo (gerador mais diodo zener) seja de cerca de 15 mA. Tendo interrompido a geração do oscilador local de uma forma ou de outra, a seleção do resistor 2-R7 garante que a corrente através dos transistores 2-VT4 e 2-VT5 seja de aproximadamente 2 mA. Em seguida, o funcionamento do gerador é restaurado e selecionando o resistor 2-R5, a tensão de alta frequência na saída do oscilador local (motor 2-R10 na posição superior do circuito) é ajustada para aproximadamente 1 V (valor efetivo ). Depois disso, você pode verificar as características de carga do oscilador local: mudar a carga do modo inativo para 50 Ohms não deve alterar a frequência de geração em mais de 50 ... 70 Hz. Agora as placas receptoras devem ser instaladas na caixa (uma das opções possíveis é mostrada na Fig. 9) e uma configuração abrangente do receptor deve ser realizada. O primeiro teste de desempenho do receptor é aumentar o nível de ruído na saída ao aplicar tensão do oscilador local de alta frequência ao mixer. O ruído deve aproximadamente dobrar. Depois de sintonizar alguma estação de rádio amador, selecione a tensão ideal do oscilador local (com base em seu volume máximo). Deve-se notar que este ajuste é bastante crítico: em níveis baixos e altos, o coeficiente de transmissão do misturador cai significativamente. A etapa final é ajustar o circuito de entrada 1-L1. Uma ponte T dupla geralmente não requer ajuste. Se acontecer que os coeficientes de transmissão correspondentes à resposta de frequência máxima com a ponte ligada e desligada são visivelmente diferentes, então o resistor 1-R13 deve ser selecionado. Alterar o valor deste resistor altera um pouco a frequência de ressonância e, em uma extensão muito maior, o coeficiente de transmissão. Isto se deve não apenas a uma mudança na resposta de frequência da ponte T dupla, mas também às suas características de frequência de fase.
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