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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Transceptor DM-2002. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Comunicações de rádio civis “Não existem “pequenas coisas” em um bom design, e até a fonte de alimentação requer a mesma atenção que o caminho principal”, afirma o autor deste transceptor, Kir Pinelis (YL2PU). Muitas pessoas conhecem seus projetos anteriores de transceptores de ondas curtas - "Largo-91" e "D-94". Em seu novo desenvolvimento, o autor conseguiu atingir características do caminho de recepção comparáveis e, em alguns aspectos, superiores às características dos melhores receptores profissionais. A experiência mostra que é possível fazer um bom transceptor em casa. Os muitos anos de trabalho do autor ajudarão um radioamador moderadamente qualificado a construir um bom caminho de recepção de rádio. Antes de começar a reproduzir este transceptor, refresque mais uma vez a memória de algumas premissas teóricas [1-3], que serviram de base para a construção de seu caminho de recepção. A atenção do autor voltou-se para a obtenção de características de alta dinâmica do receptor, como as principais, tendo em conta o moderno congestionamento das emissões de rádio amador (infelizmente, não apenas das estações amadoras) e a elevada densidade de estações em algumas cidades. A versão proposta do transceptor foi desenvolvida pelo autor com base nas recomendações para a construção de um caminho de recepção de alta qualidade estabelecidas em [1, 2], a saber: a) construir um caminho com apenas uma conversão de frequência; b) antes do primeiro filtro de seleção principal, o ganho mínimo requerido deve ser fornecido mantendo a linearidade em toda a faixa do sinal; c) ausência de ajustes ou elementos não lineares até o primeiro FOS; d) apenas misturadores passivos balanceados de alto nível; e) o nível de ruído do próprio oscilador local deve ser inferior ao caminho de ruído do caminho de recepção em pelo menos 3 dB; f) utilizar filtros de alta qualidade para a seleção principal, e na faixa de entrada do receptor, também filtros de alta qualidade com relação de frequência inferior a 1:2; g) para garantir parâmetros dinâmicos elevados, garantir a mesma seletividade elevada (>140 dB no canal adjacente), sujeita a um mínimo de ruído de fase e seleção sequencial. Ao testar e medir os principais parâmetros do transceptor, realizados por Peter Brecht (DL40BY) e Uwe Loebel (DL1DSL) no laboratório da Stabo Elektronik GmbH&KoG em Hildesheim (Alemanha), foram feitas recomendações sobre o uso de um ultra- misturador de alto nível e nas características de sua instalação, que permitiram aumentar os parâmetros de bloqueio. O transceptor "DM-2002" permite operar telefone (SSB) e telégrafo (CW) em qualquer uma das nove bandas KB amadoras. Dados técnicos principais:
Uma pequena digressão teórica... Segundo [3], a faixa dinâmica de sinal único (DB0) caracteriza melhor o funcionamento do receptor em condições reais, pois permite estimar o nível máximo de interferência que piora a recepção e mostra a resistência do receptor aos fenômenos de "entupimento" (bloqueio) e modulação cruzada. DB1 é limitado a partir de baixo pelo ruído mínimo do receptor: Рrf = (-174)+Frх+(101g Bp), onde Frx é o ruído do próprio receptor <10 dB; Вp - largura de banda do filtro de seleção principal do receptor em Hz; e no topo - os limites da parte linear das características de suas cascatas IP3, ou seja, o ponto em que o sinal na saída do receptor começa a diminuir (em 3 dB) quando o sinal de interferência atinge seu nível máximo. Para maior clareza, vejamos a Fig. 1, retirado de [2].
O intervalo que separa o ponto IP3 do nível de ruído do receptor Prf deve ser o maior possível, pois determina dois parâmetros - a faixa dinâmica de bloqueio DB e a faixa dinâmica de intermodulação DB3. DB1 é a faixa de linearidade da resposta dinâmica do receptor; DB3 é a faixa de processamento “livre de intermodulação” de um sinal simétrico de dois tons. O limite inferior de ambas as faixas dinâmicas é Prf. A faixa dinâmica de intermodulação é mais importante porque é determinada pelo nível de potência Ps3 da interferência inerente de intermodulação de terceira ordem que ocorre inevitavelmente no receptor, que coincide com Prf. Quando Ps3 = Prf, o nível de interferência (ruído e intermodulação) aumenta em 3 dB, resultando em uma deterioração na sensibilidade do limiar do receptor em 3 dB. Explicações para a Fig. 1:
O transceptor é feito de acordo com um circuito super-heteródino com uma conversão de frequência. Seu diagrama de blocos é mostrado na Fig. 2. O dispositivo consiste em quatorze unidades funcionais estruturalmente completas A1 - A14.
Ao receber um sinal da antena, através de um dos filtros passa-baixa localizados no nó A1 e um atenuador de dois links localizado no nó A2, ele entra no nó A3. No nó A3 existem filtros passa-banda de faixa, comuns, como o filtro passa-baixa, para operação tanto para recepção quanto para transmissão. Em seguida, o sinal entra no nó A4-1, onde estão localizados o primeiro misturador transceptor, dois estágios do pré-amplificador, o primeiro filtro de seleção principal, bem como os estágios buffer do IF, oscilador local e caminho de transmissão. O primeiro mixer do transceptor é reversível, comum para os caminhos de recepção e transmissão. À escolha do operador, pode operar em dois modos: passivo ou ativo, com ganho de até +4 dB. Uma tensão de oscilador local senoidal (VFO) é fornecida ao mixer através de um amplificador de banda larga. Por que não um meandro? Sim, um meandro ideal com frentes inferiores a 4 não seria mau se... Aqui está o obstáculo! Obter frentes de 4 ou menos com um ciclo de trabalho de um é um grande problema técnico e qualquer mini-indutância ou mini-reatância cria problemas de espalhamento frontal (isto inclui instalação e muito mais...). Além disso, não se esqueça do vazamento harmônico dessas frentes “íngremes”. Mesmo que não haja vazamento direto, sem dúvida contribuirá para o ruído do caminho. Claro que tudo isso pode ser resolvido em ambiente industrial, mas não em casa, de joelhos... oi! Atenção especial no caminho de recepção do transceptor é dada à distribuição ideal do nível do sinal através das cascatas e à obtenção de valores máximos de relação sinal-ruído. Duas cascatas de pré-amplificadores, localizadas na frente do primeiro FOS, compensam a atenuação total no filtro passa-baixa, DPF e mixer. O transceptor usa um circuito sequencial de seleção de sinal IF. Um forte argumento a favor de tal solução é a recomendação dada em [3]: "Em um receptor adequadamente projetado, a atenuação do FOS fora da banda passante deve ser igual ao valor de um receptor DD de sinal único. Aumentando um desses valores sem aumentar o outro é praticamente inútil. ... Além disso, o ganho total do amplificador deve ser menor que a atenuação do FOS fora da banda passante, caso contrário, sinais fortes fora de banda serão amplificados junto com sinais úteis fracos e interferir na recepção." Em outras palavras, para obter um nível de bloqueio de sinal (faixa dinâmica de sinal único) de 130...140 dB, o FOS também deve fornecer atenuação além da banda passante de 130...140 dB (pelo menos para canais ±5 ...10 kHz do sinal). Conseqüentemente, quanto maior o número de bloqueio, maior será o desempenho do DB3. Como você pode ver, é impossível resolver esse problema com um filtro. A solução é a seguinte: fazer com que o FI ganhe não mais que 50...60 dB, e na saída do caminho, como elemento de conexão entre o FI e o detector, instale um segundo filtro, e não um meio “limpo”. -up”, mas completo, semelhante ao primeiro FOS. É bastante natural que as características dos filtros sejam idênticas. De acordo com cálculos aproximados, com uma atenuação fora de banda do filtro, por exemplo, 80 dB, e um ganho IF = 50 dB, restam apenas 30 dB da seleção do primeiro filtro, o que é claramente pequeno para o caminho . Mas quando ligamos outro filtro semelhante, obtemos 30+80=110 dB. Em um transceptor com filtros fabricado pelo autor, a seletividade no canal adjacente (com desafinação de ±5 kHz da banda) foi de 150 dB. Esta prática de construção de um caminho IF é utilizada pelo autor em seu terceiro desenvolvimento. Assim, após o primeiro FOS e o seguinte amplificador de banda larga, que compensa as perdas no filtro, o sinal recebido entra no nó A4-2. O nó A4-2 contém o amplificador principal, o segundo FOS para SSB e para CW, um detector e um ULF preliminar. O sinal do gerador de frequência de referência é fornecido ao detector pelo nó A6-2. Em seguida, o sinal recebido entra no nó A5, onde é amplificado e processado em baixa frequência. O nó A5 contém um filtro passa-baixa passivo com largura de banda de cerca de 3 kHz e um filtro ativo com largura de banda de 240 Hz para maior seleção no modo CW. O amplificador final ULF e AGC também estão localizados lá. O sistema AGC controla apenas o AGC principal. Não há ajustes nas etapas preliminares do FI, pois contrariam as leis de construção de uma trajetória linear. No modo de transmissão, o sinal do microfone entra no nó A6-1. Consiste em um amplificador de microfone e um processador “Speech” em dois EMFs. Em seguida, o sinal entra no nó A6-2, onde estão localizados os osciladores de referência das bandas superior e inferior, um shaper e um amplificador ajustável do sinal DSB, bem como um shaper de sinal CW. Da saída do nó A6-2, o sinal DSB ou CW gerado vai para o nó A4-2. Aqui o sinal passa por um dos filtros - banda larga, com seleção de sinal SSB, ou CW de banda estreita. Em seguida, o sinal entra no mixer do nó A4-1, onde é transferido para uma das frequências de operação do transceptor. Depois de passar pelo DFT, nó A3, o sinal é amplificado pelo amplificador de potência do transceptor localizado no nó A2. Então, através do filtro passa-baixa do nó A1, o sinal entra na antena. O nó A1 é responsável por comutar os elementos de comutação de faixa nos nós A3, A9 e blocos osciladores locais. O nó A7 contém VOX, anti-VOX e chaves que geram sinais de controle para os modos de recepção (RX) e transmissão (TX) do transceptor. Um transceptor moderno de alta qualidade inclui um sintetizador de frequência como oscilador local. No momento, para um receptor com grande faixa dinâmica e alta sensibilidade, é extremamente difícil construir em casa um sintetizador com baixo ruído de fase. É o ruído de fase que afeta a seletividade do canal adjacente e, para o nosso transceptor, esse indicador deve estar em um nível >-140 dB/Hz, o que não é totalmente realista. Uma alternativa é a utilização de heteródinos LC convencionais em conjunto com um sistema de manutenção da estabilidade de frequência (FLL+DPKD), o que facilita a sua repetição em casa. Os parâmetros declarados do receptor transceptor foram obtidos usando heteródinos LC convencionais, que possuem ruído de fase mínimo. Após eles, foram necessariamente utilizados filtros passa-baixa de pelo menos 5ª ordem. Existem dois osciladores locais no transceptor, nós A12 e A13. A utilização de um sistema de controle proporcional de frequência para um dos osciladores locais, nó A10, possibilitou obter estabilidade melhor que 10 Hz/h. No nó A8 existe um divisor de frequência para o oscilador local A12 e um filtro passa-baixa comum a ambos os geradores. Nó A11 - balança digital. O transceptor é alimentado pelo nó A14. As partes digital e analógica do transceptor são alimentadas por fontes e estabilizadores separados. Estabilizadores locais de baixa potência também são usados nas placas do transceptor. Todos os componentes do transceptor serão descritos com mais detalhes nas seções relevantes. Nó A1. Filtros passa-baixo O circuito (Fig. 3) consiste em cinco filtros passa-baixa de 5ª ordem. Para as faixas de 7 a 28 MHz são utilizados filtros passa-baixa elípticos, pois possuem inclinação aumentada.
Nó A2. Amplificador de potência do transmissor. O amplificador de potência de banda larga do transceptor (Fig. 4) é de dois estágios. Na entrada do amplificador está ligado um atenuador R2-R4 com atenuação de -3 dB. O modo de operação do transistor VT2 é definido ajustando o resistor R12.
Para evitar a autoexcitação do transistor VT2, um anel de ferrite é colocado em seu terminal de drenagem. Os relés K1 e KZ conectam a entrada e a saída do amplificador ao caminho do sinal no modo de transmissão. Os relés K4 e K5 incluem as seções atenuadoras de -10 dB (R19-R21) e -20 dB (R22-R24) no circuito de sinal no modo de recepção. Os atenuadores são separados do PA por uma divisória de blindagem. Os elementos R17, VD3, R18, C16, C17 são circuitos para indicação da potência de saída do transceptor. O autor testou o amplificador com dois transistores KP907A conectados em paralelo, bem como com dois KP901A. Em ambos os casos, a potência de saída foi de cerca de 40 W, com corrente de estágio de saída de cerca de 1 A. O uso do KP901A não é desejável, pois não permite obter uma resposta de frequência uniforme do amplificador. Mesmo a seleção de transistores e elementos de correção no primeiro estágio não elimina a queda na resposta de frequência acima de 15 MHz. Três amplificadores fabricados consecutivamente no KP907A mostraram boa repetibilidade e a resposta de frequência não precisou ser ajustada. Nó A3. Filtros de entrada (DFT). Para cobrir todas as faixas foram utilizados sete filtros da estrutura 3 [5]. O diagrama do filtro é mostrado na Fig. XNUMX.
O projeto dos filtros de entrada deve ser abordado com muita responsabilidade, pois a atenuação na banda e, portanto, a relação sinal-ruído, dependerá da qualidade de sua fabricação e configurações. O fator de qualidade de todas as bobinas não deve ser inferior a 200 e, de preferência, superior... Por razões de projeto, o caminho de rádio principal do transceptor é dividido em dois nós: A4-1 e A4-2. O nó A4-1 (Fig. 6) contém o primeiro misturador, pré-amplificadores IF, o primeiro filtro de seleção principal, amplificador de sinal do oscilador local, amplificador de sinal do caminho de transmissão e chave de sinal. O ganho total desta parte do caminho de rádio não excede 10 dB. Todos os estágios do nó usam tecnologia de 50 ohms.
No modo de recepção, o sinal do DFT (ver Fig. 5 na primeira parte do artigo) é enviado para o pino 1 do nó A4 - 1. Na entrada do caminho para suprimir a interferência de rádio na frequência intermediária do transceptor (8,862 MHz), um filtro notch L1C1, ZQ1 - ZQ3 está ligado. O primeiro mixer do transceptor é reversível, comum para os caminhos de recepção e transmissão. É feito de acordo com um circuito balanceado em transformadores de banda larga T1 - TZ e um microcircuito DA1 do tipo KR590KN8A, mostrado na Fig. 6 como dois transistores. O microcircuito KR590KN8A é um switch analógico de quatro canais de alta velocidade; quatro transistores de efeito de campo com as mesmas características em um substrato comum. Os transistores do microcircuito são incluídos no circuito misturador em paralelo, dois em cada braço (na Fig. 6, os números dos pinos do microcircuito estão indicados entre parênteses). Esta inclusão permitiu obter uma baixa resistência do dreno de canal aberto - fonte dos transistores, menor que, por exemplo, KP905, o que reduziu significativamente as perdas no misturador em modo passivo. Como já mencionado, o mixer pode operar em dois modos - passivo e ativo. O modo ativo do mixer, com ganho de +3...4 dB, é ativado aplicando uma tensão de alimentação de +15 V ao pino 2 do nó A4 - 1. Um sinal do oscilador local senoidal, previamente amplificado para um nível de 3...4 V por um amplificador de banda larga no transistor VT2, é fornecido às portas dos transistores misturadores através do transformador balun TZ. A tensão do sinal do oscilador local fornecida à entrada do amplificador, pino 4 do nó A4 - 1, não deve exceder 200 mV. O circuito correspondente L2, C17, R17, L3, C16, o chamado diplexador, é conectado à saída do misturador. Suas tarefas são melhorar a faixa dinâmica do mixer, destacar o sinal de frequência intermediária e livrar ao máximo os estágios subsequentes do amplificador do “buquê” de produtos de conversão. O sinal IF selecionado, através de um diodo de comutação VD2, é alimentado em pré-amplificadores de alto linear e baixo ruído feitos nos transistores VT3, VT4 de acordo com um circuito amplificador com feedback negativo reativo [1]. Amplificadores deste tipo possuem alta sensibilidade e uma grande faixa dinâmica. Para aumentar a estabilidade de operação, os estágios do amplificador são estabilizados em relação à corrente de base. Além disso, para evitar excitação em frequências de micro-ondas, anéis de ferrite são colocados nos terminais dos coletores dos transistores VT3, VT4, indicados no diagrama - FR. Para enfraquecer o coeficiente de realimentação do sinal, os amplificadores são isolados uns dos outros através de um atenuador em resistores R25 - R27 com valor de atenuação de 3 dB. O filtro de seleção principal ZQ4 é conectado à saída do amplificador no transistor VT8 através do transformador elevador T4. O circuito do filtro é mostrado na Fig. 7.
É feito de acordo com um circuito de filtro ladder multiestágio usando sete ressonadores de quartzo ZQ1 - ZQ7. O protótipo foi "visto" nos circuitos de antigos receptores militares do tipo R-154 ("Amur", "Molibdênio"), que utilizavam cristais antigos de baixa qualidade a 128 kHz. Nos ressonadores modernos projetados para decodificadores de televisão PAL/SECAM, foram obtidos filtros com as seguintes características:
Os ressonadores mostrados no diagrama com uma linha pontilhada podem ser instalados se a inclinação das inclinações do filtro for insuficiente. Após o filtro, o sinal através do transformador abaixador T9 é alimentado para um amplificador de banda larga no transistor VT5. O transistor é conectado de acordo com um circuito de porta comum, opera com uma corrente de dreno relativamente alta, possui baixo ruído intrínseco e uma grande faixa dinâmica. Sua tarefa é compensar a atenuação do filtro e dos transformadores. Da derivação do transformador T10 através do capacitor C3O e pino 8 do nó, o sinal recebido é fornecido ao amplificador principal, nó A4 - 2. No modo de transmissão, o sinal CW ou SSB gerado no nó A4 - 2 é fornecido ao pino 3 do nó A4 - 1, entrada do amplificador de banda larga do caminho de transmissão, feito no transistor VT1. Da saída do amplificador, o sinal através do capacitor C5 e da chave do diodo VD1 é alimentado ao misturador T1 - TZ DA1, onde é transferido para uma das frequências de operação do transceptor. Através do pino 1 do nó A4, 1 sinal é fornecido ao nó A3 (DFT). A passagem do sinal nas direções correspondentes aos modos de recepção e transmissão é controlada por uma chave utilizando diodos de pino VD1VD2 tipo KA507A. Os diodos são desbloqueados quando a tensão de controle é aplicada ao pino 6 (RX) ou pino 7 (TX) do nó A9 do transceptor. A escolha desses diodos não é acidental. Quando abertos, sua resistência é de 0,1...0,4 Ohm e podem transmitir potência de até 500 W. Os mesmos circuitos fornecem tensão aos estágios amplificadores da unidade, operando nos modos apropriados. O circuito do amplificador IF principal, nó A4 - 2, é mostrado na Fig. 8. A resistência de saída do nó A4 - 1 e a resistência de entrada do nó A4 - 2 são de cerca de 50 Ohms, o que permite que sejam conectados com um cabo RF coaxial. O estágio de entrada nos transistores VT1, VTV, conectados por um circuito de porta comum, possui baixo ganho, baixo ruído e grande faixa dinâmica. A cascata é carregada no circuito ressonante L1C3, sintonizado na frequência IF.
A amplificação IF principal é realizada por um amplificador de quatro estágios usando transistores de efeito de campo de duas portas VT2 - VT4, VT10. A tensão nas primeiras portas dos transistores é estabilizada em +3 V por um diodo zener VD1. As segundas portas dos transistores fornecem controle de ganho manual ou automático (AGC), bem como travamento automático do amplificador durante a transmissão. Para isso, através do pino 2 do nó, uma tensão de controle de 0 a +8 V do nó A5 é fornecida às portas dos transistores. O ganho do caminho IF do nó A4 - 2 não excede 60 dB. As cascatas nos transistores VT2, VT3, VT10 têm K de cerca de 16 dB cada, a cascata no VT4 tem cerca de 6 dB. A escolha de tal distribuição de ganho é importante, e o modo desses estágios é selecionado com base em muitos requisitos, sendo os principais um controle AGC muito linear característico da segunda porta e um modo de ruído suave do amplificador. Pelas mesmas razões de preservar a linearidade, o autor utilizou transistores KP350 no amplificador, em vez do “exótico” BF981, que possui uma característica de controle curta para a segunda porta, embora possuam melhores parâmetros de ruído. Entre o terceiro (VT4) e o quarto (VT10) estágios do amplificador estão incluídos os filtros ZQ1 (SSB) e ZQ2 (CW). Ao receber um sinal, funcionam como segundo FOS, e ao transmitir, atuam como os principais, formando o sinal. Os filtros são comutados pelos contatos de relé K1 e K2. O circuito e os parâmetros do filtro ZQ1 são idênticos aos do filtro ZQ4 no nó A4 - 1. O filtro de quartzo de banda estreita para operação telegráfica ZQ2 é feito de acordo com o circuito mostrado na Fig. 9, e possui as seguintes características:
A resistência de saída da cascata no transistor VT4 e a resistência de entrada no VT5, VT10 são de aproximadamente 5 kOhm. As baixas resistências de entrada e saída dos filtros ZQ1, ZQ2 são combinadas com essas cascatas usando unidades reativas (circuitos P) L8 - L11, C23 - C30. Esta opção de correspondência permitiu reduzir drasticamente a atenuação dos filtros. Da carga do último estágio do amplificador, circuito L4L5, o sinal chega ao detector chave, transistor VT12. O sinal de frequência de referência é fornecido à porta do transistor através do pino 8 do nó A6. O sinal de baixa frequência isolado no detector, através do filtro passa-baixa C57L15C58, chega ao primeiro estágio ULF, feito nos transistores VT13, VT14, e depois através do capacitor C61 até a saída do nó, pino 7. Atenção especial deve ser ser pago a esta fase. Como toda conversão e processamento de sinal no nó A4 ocorre em níveis baixos (de 0,1 a 300 μV), o amplificador LF do transceptor possui sensibilidade muito alta e ganho alto, aproximadamente + 74 dB. E aqui, por sua vez, surgem problemas de interferência. A cascata nos transistores VT13, VT14 é chamada de seguidor de emissor Siklai complementar composto. Possui características notáveis para o nosso caso. Seu coeficiente de transmissão é próximo da unidade em toda a faixa de baixa frequência, a impedância de entrada é de cerca de 1 MOhm, mas a impedância de saída é de apenas 1,5 Ohms, ou seja, não carrega o estágio amplificador que o segue. Incrível! Acontece que o sinal entra com segurança no ULF principal, e que tipo de interferência pode haver se a fonte do sinal tiver Rout = 1,5 Ohms, ou em outras palavras, a entrada ULF está em curto-circuito! No modo de transmissão, o sinal DSB ou CW vindo do nó A6 é fornecido (através do pino 10) para um estágio comutado no transistor VT8. A operação da cascata é controlada por uma chave no transistor VT9. Em seguida, o sinal passa por um dos filtros: ZQ1 com separação de sinal SSB ou telégrafo de banda estreita ZQ2. O amplificador cascode ressonante nos transistores VT5, VT6, seguindo os filtros, possui baixa capacitância de entrada, bom isolamento de entrada/saída e Ku de cerca de 16 dB. No transistor VT7 existe uma chave que controla o funcionamento da cascata durante a transmissão. O sinal para o mixer da placa A4 - 1 vem da bobina de acoplamento L7 do amplificador cascode. Durante a transmissão, é utilizado um dos filtros apenas do nó A4 - 2. A tentativa de transmitir com filtros de dois nós conectados em série não se refletiu no projeto do transceptor devido ao sinal ser de difícil leitura pelos correspondentes. A cascata no transistor VT11 é projetada para auto-escuta do sinal durante a transmissão. O nível do sinal de auto-escuta é regulado pela aplicação de uma tensão de controle à segunda porta do transistor através do pino 9 do nó. O sinal é removido da bobina de acoplamento L7 do estágio de saída do caminho de transmissão do nó A4 2 através dos capacitores C40 e C53. A cadeia VD2 - VD4, R20, C32, C3З, L12, bem como o diodo VD5, permitem desacoplar completamente as cascatas comutadas por tensão da fonte de alimentação e eliminar o ruído de comutação, especialmente em cascatas contendo uma indutância superior a 100 μH. Nó A5. ULF principal e AGC O sinal de baixa frequência da saída do nó A4-2 é fornecido à entrada do nó A5 no pino 1 (Fig. 10).
O primeiro estágio ULF é feito no chip DA1 (KR538UNZA), um amplificador de baixo ruído especialmente projetado para funcionar com fontes de sinal de frequência de áudio de baixa impedância. Na variante de conexão padrão utilizada, o microcircuito fornece amplificação de sinal de até +47 dB. A cascata que o segue nos transistores VT1 e VT2 (o já familiar seguidor de emissor Siklai) não o carrega. Da saída do repetidor, o sinal é alimentado para um filtro passa-banda de baixa frequência L1-L5C11-C15, que seleciona uma banda de frequência de 250...300 Hz a 3500...4000 Hz com atenuação nas bordas melhor que 30dB. Em outras palavras, resulta algo semelhante ao EMF, mas apenas em termos de LF. Tais características do filtro foram obtidas somente com o casamento preciso de sua resistência de entrada e saída, igual a 204 Ohms, e o valor de tolerância dos elementos LC do filtro sendo inferior a 5% [4]. A entrada do filtro é conectada à cascata de transistores VT1, VT2 através de um resistor R5 de 200 Ohms conectado em série, e se você considerar que a rota do seguidor de emissor é de 1,5 Ohm, então a correspondência é quase perfeita! Um resistor de carga R6 também está incluído na saída do filtro. Após o filtro, através dos contatos normalmente fechados do relé K1, o sinal (ponto A na Fig. 10) vai para as entradas de uma chave de sinal de baixa frequência de dois canais - o microcircuito DA4. Lá, no modo de transmissão, um sinal de automonitoramento do sinal telegráfico é enviado do nó A6. A comutação da chave ocorre quando um sinal de controle é aplicado ao pino 4 do nó A7 do transceptor, ou seja, ao mudar da recepção para a transmissão. Da saída do canal 1 do chip DA4, o sinal é enviado para a entrada do amplificador AGC (ponto B). Da saída do canal 2 - até a entrada do amplificador de potência (ponto C), feito conforme circuito de comutação típico do microcircuito DA5.Na entrada PA é instalado um controle remoto de volume, feito em um optoacoplador U1. Apesar da faixa de controle rasa, esta opção é uma boa alternativa ao potenciômetro clássico com seus longos fios de conexão, que muitas vezes é uma fonte de interferência e ruído de fundo. Para aumentar a seleção na recepção de sinais telegráficos e digitais, um filtro passa-baixa ativo é instalado no nó A5, feito nos microcircuitos DA2 e DA3. A largura de banda do filtro nos níveis de -6 dB e -20 dB é 240 e 660 Hz, respectivamente. Isso é suficiente mesmo para trabalhar em PSK, visto que o nó A4-2 também possui um filtro de quartzo com largura de banda de 800 Hz. O filtro é conectado ao circuito do caminho de baixa frequência pelos contatos de relé K1 (K1.1 e K1.2) quando uma tensão de +2 V é aplicada ao pino 15 do nó. Em princípio, potenciômetros duplos podem ser instalados no filtro ativo para alterar sua frequência de sintonia dentro de pequenos limites ou, tendo complicado um pouco o circuito, fazer uma rejeição, semelhante ao filtro “Mot.sp” [1,2]. O amplificador AGC é feito com transistores VT3-VT8. O sinal, amplificado por cascatas no VT3VT4, através de detectores de duplicação de tensão e um elemento “AND” feito nos diodos VD3-VD7, carrega dois circuitos RC com constantes de tempo diferentes - R18C36 e R19C35. Um sinal de controle AGC é gerado no amplificador DC no VT5VT6. O resistor de construção R7 na entrada do amplificador é usado para definir o nível de resposta do AGC. No transceptor do autor esse nível é de cerca de 2 µV. O resistor de construção R22 regula a inclinação da característica de controle do sistema AGC. O transistor VT5 não deve ser usado com inclinação elevada. A tensão no resistor R21 na fonte do transistor não deve exceder 1,2 V (referência para controle). A tensão de controle do AGC é removida do coletor do transistor VT6 e um medidor S é conectado ao emissor do transistor. As cascatas nos transistores VT7 e VT8 fornecem um pequeno atraso para estabelecer processos transitórios durante a transição da recepção para a transmissão e vice-versa. Testes práticos do AGC mostraram os seguintes resultados: quando o sinal na entrada do transceptor mudou de 2 µV para 1 V, o sinal de saída mudou em não mais que 5 dB, e com ajuste mais cuidadoso - em não mais que 3 dB. A faixa de ajuste do AGC foi de cerca de 114 dB, o que é suficiente para um bom caminho de recepção. É aconselhável introduzir um resistor com resistência de 1 Ohms no circuito base do transistor VT6 (Fig. 560), conectando-o entre o terminal base e o fio comum. Isto simplificará ainda mais a configuração da corrente quiescente deste transistor. O caminho de transmissão do transceptor começa no nó A6, que é estruturalmente dividido em duas partes - nós A6-1 e A6-2. Para aumentar a eficiência da transmissão do sinal no modo SSB, o transceptor utiliza um limitador de sinal, o chamado processador de “fala”, que permite aumentar a potência média do sinal SSB em 4...6 vezes (6.. 8dB). Ao conduzir condições DXQSO ou QRM (QRN), o sinal limitado tem maior qualidade e boa inteligibilidade. O nó A6-1 é um desses dispositivos, conectado entre o microfone e o driver DSB do transceptor. O diagrama esquemático da unidade é mostrado na Fig.
O sinal de frequência de áudio do microfone é fornecido ao pino 1 do nó. Em seguida, através do capacitor C2 e de um regulador de nível (um resistor variável conectado entre os pinos 2 e 3 do nó A6-1), o sinal é alimentado a um amplificador de microfone feito no chip DA1. Um microfone de eletreto é usado com o transceptor, e a cadeia R1 - R3C1 fornece sua alimentação. O filtro passa-baixa L1C4 atenua a interferência de alta frequência de seu próprio transmissor para a entrada do amplificador de microfone e, assim, reduz o risco de sua autoexcitação. Os contatos de relé K1 comutam os circuitos de correção do amplificador para aumentar a resposta de frequência na região de 300...3000 Hz para +16 dB. O nível do sinal de saída de baixa frequência do amplificador (150...200 mV) é definido com o resistor de sintonia R9. Através do seguidor de emissor no transistor VT1, o sinal é fornecido a um circuito limitador desenvolvido por B. Larionov (UV9DZ) [5]. O transistor VT5 é o primeiro mixer chave do limitador de RF. A porta VT5 recebe um sinal com amplitude de cerca de 0,7 V de um oscilador de quartzo de referência feito nos transistores VT3-VT4. O circuito L2C25 no circuito fonte VT5 é ajustado para uma frequência de 500 kHz. O sinal de banda lateral única isolado pelo filtro eletromecânico ZB1 é alimentado a um amplificador-limitador feito de um transistor de efeito de campo VT6 e diodos VD3VD4. O grau de limitação é definido como a razão entre a tensão de RF no dreno do transistor VT6 com os diodos VD3VD4 desconectados e a tensão no mesmo ponto após a conexão dos diodos. Este valor é 7...8 dB. O resistor trimmer R24 define o ganho em cascata no VT4, que mantém o nível ideal do sinal SSB com um mínimo de limitações. Isto é importante ao comparar o sinal de transmissão de um rádio nos níveis de corte mínimo e máximo. Para suprimir o aumento do número de harmônicos e frequências combinadas, o sinal passa por um segundo EMF ZB2, idêntico ao primeiro. A cascata no transistor de efeito de campo VT7 (Ku = 6...10 dB) compensa a atenuação nos filtros, mas com bons EMFs ela pode não ser instalada. O sinal limitado de banda lateral única é alimentado ao segundo detector-misturador de chave em um transistor de efeito de campo VT8, cuja porta também é fornecida com um sinal oscilador de referência de 500 kHz. O sinal detectado e filtrado é amplificado por um amplificador operacional no chip DA2 e, através de um seguidor de emissor no transistor VT2, alimentado na unidade de geração A6-2. O nível de saída do processador de voz é definido pelo resistor de ajuste R35. Os relés K2 e KZ permitem excluir o processador de voz do caminho de transmissão. Esta opção pode ser necessária na condução de QSOs locais, uma vez que o nível do sinal no ponto de recepção é frequentemente elevado e a limitação pode reduzir a sua inteligibilidade. O diagrama do nó A6-2, o driver de tensão do sinal DSB e CW, é mostrado na Fig. 12.
O oscilador de quartzo de referência da banda superior é feito com transistores VT1VT2. O indutor L1, conectado em série com o ressonador de quartzo ZQ1 (8862,7 kHz), permite ajustar com precisão o gerador à frequência correspondente ao ponto de nível de -20 dB na inclinação inferior da resposta de frequência do filtro de seleção principal. Do emissor do transistor VT2, o sinal do oscilador de referência através de um amplificador buffer no transistor VT3 é alimentado para um modulador balanceado feito em varicaps VD2VD3 e transformador T1. Além disso, o sinal do emissor VT2 é alimentado através do pino 2 do nó para o nó A4-2 até o detector de chave. O modulador possui alta linearidade e permite suprimir a portadora em pelo menos 56 dB (testado repetidamente pelo autor).O modulador é balanceado usando resistores de sintonia R20 e R24. Através de um amplificador no transistor VT8 (Ku = 6 dB), a tensão do sinal de audiofrequência do nó A6-1 é fornecida ao ponto médio do enrolamento primário do transformador modulador balanceado. A cascata opera somente quando a tensão de alimentação é aplicada aos pinos 15 e 16 da chave para o tipo de operação do transceptor. No mesmo circuito está instalado o relé K1, que com seus contatos conecta a saída do modulador balanceado ao caminho de transmissão. Do resistor de sintonia R50 no circuito emissor VT8, o sinal AF é fornecido ao circuito VOX localizado no nó A7. Um oscilador de sinal CW de quartzo manipulado é feito no transistor VT9. A frequência do ressonador de quartzo ZQ3 é 8863,5 kHz) superior à frequência do ressonador ZQ1 em 800 Hz, ou seja, está dentro da banda de transparência do filtro de seleção principal do transceptor. O gerador CW é controlado através do circuito base do transistor VT9 através dos resistores R43, R44 utilizando um circuito chave localizado no nó A7, que gera os parâmetros de tempo necessários para subida e descida do sinal telegráfico, iguais a 5 e 7 ms, respectivamente . Dependendo do tipo de operação SSB ou CW, um sinal é fornecido à base do transistor VT4 através dos contatos do relé K1 de um modulador balanceado ou de um oscilador telegráfico local. Um amplificador ajustável do sinal DSB e CW do transmissor é montado no transistor VT3. O ganho da cascata é ajustado alterando a tensão na segunda porta do transistor do regulador manual de potência do sinal (através do pino 5 do nó A6-2) e do circuito de controle ALC, feito no transistor VT10. A carga da cascata é o circuito L4L5C26, sintonizado na frequência IF. Um sinal de saída com um nível de cerca de 5 V é removido da bobina de acoplamento L1, que é fornecida ao pré-amplificador IF e ao filtro de seleção principal no bloco A4-2. O oscilador de referência nos transistores VT6VT7 é usado para ouvir a banda reversa. A frequência do seu ressonador de quartzo ZQ2 (8865,8 kHz), correspondente ao ponto -20 dB na inclinação superior da resposta de frequência do FOS, é ajustada com precisão pelo capacitor C45. O chip DA1 contém um gerador de tons RC para automonitoramento do sinal durante a operação telegráfica e para sintonia do transceptor no modo SSB (tipo de operação - “TUNE”). O sinal deste gerador com frequência de 800 Hz e nível de cerca de 50 mV é alimentado através do pino 11 do nó para o ULF do transceptor, nó A5. Você pode reduzir ou aumentar o nível do sinal selecionando o resistor R60. Ao trabalhar com um telégrafo, o gerador de tons é ligado enviando sinais positivos através do circuito “TX/KEY” de forma síncrona com o gerador do VT9. Ao configurar o transmissor no modo SSB ("TUNE"), o sinal do gerador de tom é alimentado através de um divisor externo e circuito de comutação para a entrada de microfone do nó A6-1. O nó A7 controla a mudança do transceptor para o modo de transmissão usando o dispositivo de controle de voz VOX ou ao pressionar uma tecla ou pedal telegráfico. O diagrama de nós é mostrado na Fig. 13.
No modo de recepção, a tensão de alimentação de +15 V, fornecida constantemente ao pino 11 do nó, está presente apenas na saída da chave controlada nos transistores VT13 e VT14, pino 13 (RX). A entrada do sistema VOX (pino 1 do nó A7) é conectada à saída do amplificador de microfone do transceptor (pino 7 do nó A6-1). Trabalhar com VOX é possível quando aplicado ao pino 3 do nó A7 através da chave de tensão de alimentação correspondente de +15 V. Amplificado por uma cascata no transistor VT1, o sinal AF é alimentado a um amplificador limitador feito no transistor VT2. A tensão limite do sinal, ou, em outras palavras, o limite de resposta do sistema VOX, é definida por um resistor ajustado R4. O sinal limitado é detectado pelos diodos VD1, VD2 e com um nível superior a dois volts é fornecido ao circuito de temporização C7R9. O resistor trimmer R9 define o tempo de atraso de resposta do sistema de controle de voz dentro de 0,2...2 s. Em seguida, este sinal aciona um único vibrador feito nos transistores VT5, VT6, e através dos estágios inversores nos transistores VT7, VT8 o estágio chave no VT13 e VT14 fecha, e o estágio nos transistores VT11, VT12 abre e uma tensão de +12 V aparece no pino 15 do nó (TX). A tensão desta saída é fornecida aos circuitos transceptores operando no modo de transmissão. Se não houver sinal do amplificador de microfone, após um tempo determinado pela cadeia C7R9 RC, esses estágios principais mudam para o estado “reverso”, uma tensão de +13 V (RX) aparece no pino 15 e a tensão no pino 12 se torna zero. Para evitar que o modo de transmissão seja ativado por sons que entram no microfone vindos do alto-falante do transceptor, os transistores VT3, VT4 são equipados com um dispositivo “anti-VOX” que bloqueia a operação do VOX durante todo o tempo em que o sinal do correspondente estiver presente. A entrada “anti-VOX” (pino 2 do nó A7) está conectada à saída ULF. O sinal do ULF é amplificado pelo transistor VT3, retificado pelos diodos VD3, VD4 e carrega o capacitor C14. O estágio principal no transistor VT4 ignora o circuito de temporização principal do sistema VOX - C7R9. O resistor trimmer R10 define o limite de resposta do sistema "anti-VOX". Cascatas feitas nos transistores VT9 e VT10 controlam a comutação do transceptor para transmissão, respectivamente, da chave telegráfica (KEY) ou do pedal (PTT). O circuito de controle no modo CW permite operação “half-duplex”. Ao pressionar a tecla telegráfica (pino 8), aparece uma tensão constante no coletor do transistor VT9 (pino 6, circuito TX/KEY), que, através da cadeia R32C19VD5, aciona um disparo único em VT5, VT6 e depois comuta os principais estágios ao longo da cadeia. O tempo de pausa no modo CW é determinado pelo valor do resistor de sintonia R18, conectado em paralelo com o resistor R9, e pode ser de 0,1...0,6 s, garantindo que o sinal do correspondente possa ser ouvido durante essas pausas. Este modo é conveniente ao trabalhar em testes. Para trabalhar sem pausas no modo CW, basta pressionar o pedal durante a transmissão. Quando o sistema VOX está desligado, a mudança para transmissão no modo SSB também é feita pelo pedal. O sinal de controle do pedal (PTT) da saída da chave do transistor VT10 é alimentado através do circuito R36C22VD6 para a entrada do monovibrador. No modo de sintonia do transceptor (TUNE), uma tensão de +5 V é aplicada ao pino 7 do nó A15, que também é fornecida à entrada do monoestável através do circuito R40C25VD7, garantindo que o transceptor mude para transmissão. O estágio chave nos transistores VT15 e VT16 é usado para controlar o relé da antena de curto-circuito no nó A2. O nó de comutação de banda do transceptor A9 é feito de acordo com o diagrama mostrado na Fig. 14. Quando o transceptor é ligado, a banda de 1,8 MHz é automaticamente ligada.
No chip DD1 é montado um gerador com frequência de clock de cerca de 1 Hz, cujo sinal é enviado para a entrada dos pulsos de clock do contador descendente, o chip DD2. A direção da contagem sequencial é controlada através de circuitos de comutação externos (botões DOWN e UP), que são conectados aos pinos 2 e 3 do nó A9. O código decimal binário de saída do contador DD2 é convertido em código decimal usando um decodificador - chip DD3. As chaves de controle nos transistores VT3 -VT1 são conectadas às saídas do microcircuito DD18, através das quais a tensão de alimentação é fornecida aos nós A1, A3, A8, A10 e A11 para o relé de comutação de faixa. O oscilador local do transceptor é baseado em um gerador VHF industrial (nó A12) e um divisor de frequência com relação de divisão variável (nó A8-1). Antes de ser alimentado no mixer do transceptor, o sinal é pré-filtrado no nó A8-2. Para garantir alta estabilidade da frequência do oscilador local ao operar modos digitais de comunicação, o transceptor usa o sistema de estabilização de frequência FLL (loop bloqueado por frequência), nó A10. O Node A12 é um gerador de alcance suave da estação de rádio HF-VHF R-107M. Seu diagrama de circuito é mostrado na Fig. 15. A faixa de frequência operacional do gerador é 30,15...63,7 MHz. O gerador é uma unidade lacrada, não é recomendável abri-lo e fazer alterações em seu circuito, para não atrapalhar suas características tempo-frequência.
O desvio de frequência do GPA instalado pelo autor no transceptor, utilizando termostato passivo, não ultrapassou 50 Hz em nenhuma frequência após um aquecimento de 15 minutos. O diagrama do nó A8-1, um divisor com razão de divisão variável, é mostrado na Fig. 16. O sinal do gerador P107M é fornecido à entrada do shaper, feito nos transistores VT1, VT2 e microcircuito DD1. O primeiro elemento do chip D1.1 opera em modo linear como um amplificador.
Do shaper, o sinal vai para os microcircuitos DD2 e DD3 - um divisor de frequência binário de três bits. Dependendo da faixa habilitada do transceptor, a escolha do coeficiente de divisão do divisor (2-4-8) é determinada pela chave de relé K1-KZ e pela chave lógica no chip DD4. O espectro de frequências do oscilador local obtido na saída do DPKD em Ff igual a 8,862 MHz, dependendo da faixa de operação, é dado na Tabela. 1.
O chip DD5 contém um somador e estágios de buffer. Da saída do primeiro elemento DD5, o sinal é alimentado para a entrada do sistema de estabilização de frequência FLL (através do pino 11 do nó A8-1), da saída do segundo - para a entrada da escala digital (pino 12 do nó). O sinal do oscilador local para o primeiro mixer do transceptor deve ser o mais limpo e monocromático possível. Para isso, o sinal retangular após o elemento DD5 3 é convertido em um sinal senoidal por meio do microcircuito DD6 e do transformador T1, que funciona como circuito formador. O amplificador de banda larga baseado no transistor VT3 tem um ganho de cerca de +14 dB e uma resposta de frequência uniforme até uma frequência de 40 MHz. A frequência de corte do filtro passa-baixa L1C14C15C16L2 é 25 MHz. Nas frequências de 19...20 MHz, a saída do nó A8-1 deve ser uma senóide pura com amplitude de 200...250 mV em uma carga de 50 Ohms. Nas faixas onde a frequência é menor, será observada distorção da onda senoidal e aumento de sua amplitude. O diagrama do dispositivo de estabilização de frequência FLL (nó A10) é mostrado na Fig. 17.
O sinal GPA é fornecido a uma linha de contadores binários dos microcircuitos DD1 e DD2 com coeficientes de divisão variados (M). A relação de divisão necessária DD1 é selecionada usando os relés K1-K4. Os coeficientes de divisão do contador DD2 são escolhidos como constantes: 1024 e 4096. Um mixer digital é feito no chip DD3. O sinal de frequência de referência do oscilador de quartzo DD3 de 4 MHz é fornecido à entrada D do chip DD50. A frequência do clock é fornecida à entrada C do chip DD3, ou seja, a frequência do GPA, dividida pelo número M usando DD1 e DD2. Os pulsos de correção, que são retirados da saída Q12 do chip DD2, são enviados para a chave transistor VT2. Esta frequência difere em duas ordens binárias e é obtida do mesmo DD2 da saída Q10. As teclas VT1 e VT2 controlam o funcionamento do integrador, feito no chip DA1.A partir da saída do integrador, a tensão de controle é fornecida ao varicap GPA. O esquema foi emprestado de [6], mas difere da fonte original em algumas modificações. Em particular, na saída do primeiro contador binário do microcircuito DD1, uma chave de relé é instalada para selecionar o coeficiente de divisão dependendo da faixa de operação do transceptor. O mixer digital DD3 usa um microcircuito 74AC74 de alta velocidade e os transistores principais VT1 e VT2 são substituídos por outros de maior frequência. Um amplificador operacional adicional DA2 também está incluído no dispositivo. Na metade do amplificador operacional DA2.1 existe um somador, cuja tarefa é reduzir a faixa da tensão de controle na saída do integrador DA1 em relação à tensão de referência de +7,5 V. Se na saída de no microcircuito DA1, no ponto de conexão dos resistores R7 e R15, a tensão de controle pode variar dentro de 0 +11 V, então na saída do DA2 essa tensão já será de +5,5...9,5 V. Isso é feito para não abrir o GPA hermeticamente fechado do R-107M e não selecionar um capacitor C9 com valor nominal de 270 pF, conectado em série com o varicap VD1. O limite inferior da tensão de controle não deve ser inferior ao nível de +5,5 V, pois o varicap no R-107M GPA já é alimentado (internamente) com uma tensão de polarização do mesmo valor (ver Fig. 15). A relação dos valores dos resistores R14 e R15 determina os limites de mudança na tensão de saída e pode ser selecionada para uma instância específica do gerador do R-107M. O inversor feito em DA2.1 permite manter a polaridade da tensão de controle em relação à saída DA1. Como fonte da frequência de referência DD4, foi utilizado um oscilador de quartzo integrado SXO-43V na frequência de 50 MHz de um computador antigo com nível de saída TTL. Os pinos 14 e 15 do nó A10 são conectados entre si por meio de uma chave externa (por exemplo, uma chave de botão) localizada no painel frontal do transceptor próximo ao botão de sintonia. Quando a chave é fechada, o transceptor é sintonizado novamente; quando ela é aberta, a frequência é capturada. Com os valores dos resistores R5 e R12 indicados no diagrama, o tempo para um ciclo completo do integrador DA1 (do nível de tensão de saída mínimo ao máximo) é de 50...60 s. Isto corresponde a um gerador com desvio de baixa frequência (overrun). Se o GPA tiver um tempo de deriva superior a 600 Hz/min (também existem corpos de prova desse tipo, aparentemente com vedação quebrada ou submetidos a cargas de choque), as classificações de R5 e R12 devem ser reduzidas para 1 MOhm, ou seja, Reduza drasticamente o tempo de ciclo do integrador para apenas alguns segundos. Para operação em SSB e CW, o sistema de estabilização FLL praticamente não pode ser utilizado, devendo ser ligado apenas para comunicação digital. A precisão de manter a frequência capturada ao operar o sistema P1_1_é melhor que ±10 Hz por várias horas. O nó A8-2 (Fig. 18) contém filtros passa-baixa de 5ª ordem que servem para melhorar a pureza espectral do sinal do oscilador local do transceptor. Frequências de corte do filtro: L1C1-C3L2 - 6 MHz; L3C4-C6L4 - 11,3 MHz; L5C7-C9L6 - 13,5 MHz; L7C10-С12L8 - 17 MHz. O filtro passa-baixa das faixas de 10 e 28 MHz está localizado na placa DPKD e, no nó A8-2, um atenuador correspondente é conectado. Na saída do nó A8-2, a amplitude e a forma do sinal (senoidal) correspondem à norma em todas as frequências de operação do oscilador local.
Relés K1 e K2 - chave osciladora local (principal ou auxiliar). A balança digital do transceptor, nó A11 (Fig. 19), não possui características especiais, e seu circuito e design podem ser diferentes do proposto.
O segundo GPA do transceptor, nó A13, é feito conforme diagrama mostrado na Fig. 20. Uma opção semelhante já foi usada em desenvolvimentos anteriores do autor, por exemplo, no transceptor “Largo-91”. E foi com esse GPA que foram medidos os principais parâmetros do transceptor. A instalação de um segundo VFO no transceptor não é necessária, mas pode ser feita como alternativa na ausência de um gerador do R-107M (quase não há suficiente para todos!).
O GPA consiste em seis geradores idênticos no projeto do circuito, mas diferindo entre si nos parâmetros dos circuitos de ajuste de frequência e na ausência de um resistor no circuito emissor dos transistores da cascata de buffer. O resistor R11 é comum a todos os seis geradores. Os geradores são sintonizados por um capacitor variável de seis seções. Na Fig. A Figura 20 mostra um diagrama de um dos seis geradores. Os valores dos resistores e capacitores de cada gerador são dados na tabela. 2.
A comutação dos geradores é realizada aplicando uma tensão de alimentação de +5,6 V aos pinos 2-7 do nó A13. A saída do gerador deve ser conectada ao nó A8-2 através de um filtro passa-baixa, semelhante ao L1C14C15C16L2 na placa DPKD. Balança digital, como na fig. 19. O sistema FLL também é adequado para o segundo GPA, mas o chip DA2 deve ser excluído do circuito e o sinal de controle para os varicaps de dessintonização do GPA deve ser removido do ponto de conexão entre o resistor R7 e o capacitor C12. Literatura
Autor: Kir Pinelis (YL2PU), Daugavpils, Letónia. Memória YL2HS
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