Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / recepção de rádio

 Comentários do artigo

Este receptor possui parâmetros melhores que o receptor “Super-Test” desenvolvido pelo autor do artigo anterior e publicado na edição de março de 2002 da revista. É mais sensível e tem melhor faixa dinâmica.

Este receptor enfatiza a transferência maior do ganho do receptor para os estágios de baixa frequência. Isso foi feito deliberadamente, pois em baixas frequências é mais fácil obter uma relação sinal-ruído mais alta com a mesma base de elemento do que em altas frequências. Além disso, o esquema aplicado de controle de ganho separado para UHF e IF permitiu aumentar significativamente a qualidade da recepção nas faixas de baixas frequências sem deteriorar o desempenho dinâmico.

Muita atenção é dada ao GPA no receptor. Ele usa o circuito Wakar, que possui maior estabilidade de frequência. A montagem do gerador em suportes cerâmicos (incluindo o uso de cerâmica em bobinas e capacitores) e o uso de um transistor com pequenas capacitâncias de rendimento levaram a uma maior estabilidade da frequência do VFO. Além disso, tornou-se possível realizar compensação térmica em apenas uma faixa - 18 MHz ao utilizar o mesmo tipo de capacitores com TKE próximo de zero.

O uso de um sistema DAC neste receptor elimina completamente a ideia de usar um sintetizador de frequência multidetalhado e barulhento.

Também deve ser dito sobre o sistema AGC. Foi levado, senão à perfeição, pelo menos ao resultado desejado (com uma base de elementos limitada). A capacidade de definir o limite de resposta do sistema AGC, autonomia de operação e capacidade de ler leituras do medidor S independentemente das posições dos controles deslizantes do resistor que controlam o ganho, prevenção de cliques quando sinais de pulso poderosos aparecem na entrada do receptor - essas não são todas as qualidades úteis deste circuito.

Não há dissipadores de calor no receptor (com exceção de um pequeno no chip DA1). É possível instalar filtros de duas seções na entrada. O uso de um alto-falante completo, a distância do GPA do alto-falante e do transformador de rede (para evitar feedback eletromagnético e mecânico indesejado), a capacidade de instalar controles de grande porte no painel frontal e acesso gratuito aos elementos de rádio (a balança digital é facilmente removida - três parafusos) são muito úteis neste projeto.

Em uma palavra, este design é o mais avançado em comparação com meus outros designs (com uma base de elementos ligeiramente aumentada).

• O receptor permite receber sinais de estações de rádio amador operando em CW e SSB nas bandas 1,8; 3,5; 7,0; 10; 14; 18; 21; 24 e 28MHz.
• Sensibilidade (com uma relação sinal-ruído de 3), µV ...... não pior que 0,3
• Seletividade de dois sinais (na dessintonização de 20 kHz), dB......70
• Faixa dinâmica para "entupimento", dB ...... 705
• Largura de banda, kHz......2,4 (SSB) e 0,8 (CW)
• Faixa de operação AGC (quando a tensão de saída muda em não mais que 6 dB), dB...... não menos que 100
• Potência nominal de saída de som, W......1
• Potência máxima de saída de som (usando alto-falante adicional), W......3,5
• O receptor é alimentado por uma rede de 220 V 50 Hz ou uma tensão de +12...24 V. Suas dimensões são 290x178x133 mm.

O diagrama esquemático do receptor é mostrado na Fig. 1. É um super-heteródino com uma conversão de frequência.

(clique para ampliar)

O sinal de radiofrequência através do soquete da antena XW1, do capacitor C1 e da chave SA1.1 é fornecido a parte da bobina L1, que, junto com o capacitor variável C4, forma o circuito de entrada. A mudança do receptor de banda para banda é realizada fechando a parte correspondente das voltas da bobina com a seção de troca de banda SA1.2. A seção da chave SA1.1 em qualquer uma das bandas conecta apenas parte das voltas (cerca de metade) da bobina do circuito de entrada à antena, garantindo assim uma correspondência aceitável com a antena.

Na faixa de 1,8 MHz, o capacitor C4 é conectado em paralelo ao KPI C2, o que permite sintonizar nesta faixa de frequência e ao mesmo tempo reduzir o coeficiente de sobreposição de frequência. Do circuito de entrada, o sinal de RF através do capacitor C3 é fornecido à primeira porta do transistor VT1, operando na cascata do amplificador de RF. A tensão de controle AGC é aplicada à segunda porta deste transistor. É fornecido através do resistor R4, que ajusta manualmente o ganho deste estágio.

A partir do sinal URF é alimentado um misturador balanceado de ponte dupla. Este misturador inclui duas pontes de diodo VD1-VD4, VD5-VD8, dois transformadores T1, T2 e dois resistores R7, R8. A presença de resistores permite implementar o modo de comutação dos diodos em uma tensão relativamente alta do oscilador local e limitar sua corrente na meia onda de abertura da tensão ao valor máximo permitido. Este mixer é uma das opções de mixer topo de linha, capaz de fornecer uma grande faixa dinâmica devido à alta tensão do oscilador local. As qualidades positivas deste mixer incluem bom isolamento de circuitos de entrada e heteródinos.

O sinal GPA é alimentado a um dos enrolamentos do transformador T2, e o sinal de radiofrequência é alimentado ao ponto de junção dos dois enrolamentos do transformador T1. O sinal de frequência intermediária de 5,5 MHz é retirado do quarto enrolamento T1, que é conectado em série com o terceiro enrolamento, o que garante um bom casamento com a entrada de alta impedância do estágio subsequente. A seguir, o sinal IF é amplificado por uma cascata feita de transistores VT2VT3 de acordo com um circuito cascode, onde VT2 é conectado a uma fonte comum e VT3 é conectado a uma base comum.

O sinal IF isolado no circuito L3C13 é alimentado ao filtro de seleção principal, que utiliza um filtro de quartzo de oito cristais feito de acordo com um circuito ladder. Quando os contatos do relé K1.1, K2,1 estão fechados, ocorre curto-circuito. 1, K4.1, a largura de banda do filtro é reduzida de 2,4 para 0,8 kHz. Da saída do filtro de quartzo, o sinal IF através do transformador correspondente TZ é fornecido ao segundo IF, feito no transistor VT4 de acordo com um circuito de fonte comum. A tensão de controle AGC é fornecida às segundas portas dos transistores de efeito de campo de ambos os amplificadores IF. O resistor R69 é usado para ajustar manualmente o ganho dos estágios acima.

Do circuito L5C35, o sinal IF é fornecido ao detector de sinal SSB, feito com diodos VD9-VD12 usando um circuito balanceado em anel. O sinal de um oscilador local de quartzo padrão com frequência de 23 MHz, que é montado em um transistor VT5,5, também é fornecido a ele através do resistor de balanceamento R13. Da saída do detector SSB, sinal 34 através de um filtro passa-baixa (C37R24C42) e um capacitor apolar criado artificialmente C40C41, necessário para evitar o desequilíbrio do misturador de anel com uma tensão constante que pode vir da base VT5 quando o os parâmetros do capacitor eletrolítico C44 mudam com o tempo, é fornecido às frequências do pré-amplificador de baixa tensão, feito nos transistores de baixo ruído VT5 e VT6 usando um circuito cascode. O primeiro transistor é conectado a um circuito emissor comum, o segundo - a uma base comum.

Do coletor VT6, o sinal 3H passa pelo resistor de controle de ganho de baixa frequência R32 até o ULF final (DA1), e de sua saída - para o alto-falante BA1 ou para os telefones, dependendo da posição da chave SA3. Do coletor VT6, o sinal 3H também passa pela cascata no transistor VT7 e pela chave SA2 até o circuito de controle automático de ganho (AGC), feito no transistor VT14. Um retificador AGC é feito nos diodos VD17 e VD18.O valor da resistência R74 determina o limite de resposta do sistema AGC, e o valor da capacitância C120 determina o tempo de resposta. Os diodos VD5, VD6 evitam que o VT14 feche completamente quando um poderoso sinal de pulso aparece na entrada do receptor, o que evita que cliques apareçam nos alto-falantes

A presença do resistor R68 permite limitar a tensão de controle do AGC por cima, e o resistor R70 permite remover a seção não funcional por baixo.O emissor VT14 inclui o dispositivo de medição PA1 como um medidor S. R71 limita o sinal fornecido ao PA1 por cima e VD25 cria não linearidade para sinais com níveis altos, o que é conveniente na leitura. O capacitor C119 bloqueia a interferência HF. Uma tensão de controle de + 12 V é fornecida à entrada “B” para travar o receptor quando o transmissor estiver em operação.

O gerador de faixa suave (VFO) é feito usando um transistor VT8. As vantagens do GPA incluem o uso de um estágio amplificador-dobrador e uma frequência intermediária de 5,5 MHz. Este IF tem menos pontos afetados durante a conversão em comparação com outros valores de IF. O estabilizador de tensão paramétrico VD14R50 e o capacitor C86 evitam o vazamento de tensão de alta frequência no circuito de potência e fornecem maior estabilidade dos parâmetros do sinal de saída. A seção de chave SA1.3 conecta capacitores VPA em várias faixas de frequência, e a seção SA1.4 conecta os capacitores C90 e C91, usados ​​para obter o alongamento necessário em várias faixas. O resistor R44 melhora o isolamento entre o gerador e o estágio subsequente. As frequências geradas pelo GPA estão listadas na tabela. 1.

O transistor VT9 é usado como amplificador GPA de banda larga.A capacitância passa baixa do circuito gate e a alta impedância de entrada da cascata contribuem para um bom desacoplamento do gerador de outras cascatas. A saída do amplificador GFO é carregada em um filtro passa-baixa elíptico de sétima ordem com uma largura de banda de 7,33...12,668 MHz. A frequência de corte do filtro é 12,72 MHz. Para todos os componentes espúrios do espectro do sinal gerado, é fornecida supressão de mais de 35 dB.

A saída do filtro passa-baixa é conectada à entrada de uma cascata composta pelos transistores VT10 e VT11, que é um amplificador duplicador comutável. Os modos desta cascata são alternados usando os contatos de relé K5.1. Nas bandas 1,9; 3,5; 7; 14; O amplificador duplicador de 18 MHz funciona como amplificador e nos demais atua como duplicador. Ao passar do modo de duplicação para o modo de amplificação, o coletor do transistor VT10 é desligado e o transistor VT11 é transferido para o modo linear classe A aplicando polarização positiva adicional ao circuito base devido à conexão do resistor R57. No modo de duplicação, o sinal do transformador de entrada T5 é fornecido em antifase às bases dos transistores. Os coletores de transistores são conectados em paralelo e carregados no enrolamento de entrada do transformador T4. Do enrolamento de saída T4, o sinal GPA é alimentado ao primeiro misturador do receptor através do seguidor de emissor (VT12), e do seu meio (pino “B”) - para a escala digital e acessório de transmissão.

O pino “A” é usado para visualizar a resposta de frequência de um filtro de quartzo e configurá-lo de acordo com o método descrito em [1]. Se o receptor se destinar a ser usado em conjunto com um set-top box transmissor, então um sistema de dessintonização deve ser introduzido no GPA e, ao trabalhar com comunicações digitais, um sistema CAFC [8].Este sistema funciona em conjunto com o Escala de V. Krinitsky [2], e seu funcionamento é descrito detalhadamente em [3]. O receptor pode utilizar não apenas esta balança digital, mas também outras, por exemplo, as de V. Buravlev, S. Vartazaryan, V. Kolomiytsev [4]. Ao utilizar a escala de V. Krinitsky, para a leitura correta das frequências, é necessário escrever os números 945000 nas faixas de baixas frequências (até 10 MHz inclusive) e 055000 nas faixas de altas frequências. Um fragmento do diagrama do circuito da balança digital com elementos para registro dos números mencionados acima e um circuito de comutação para fins de registro dos números na escala são mostrados em [8].

A fonte de alimentação consiste em um transformador de rede T6, uma ponte retificadora VD21-VD24 e um estabilizador feito em DA2, VT15, VT16 e VT17. O coletor do transistor VT17 é “montado” diretamente no corpo do chassi. Há uma tensão negativa no emissor deste transistor em relação ao corpo, que pode ser usada para bloquear adicionalmente os estágios do receptor quando usado em conjunto com um acessório de transmissão. O fator de estabilização da tensão de saída deste estabilizador é de pelo menos 4000.

O receptor é feito em uma caixa com dimensões de 290x178x133 mm em duralumínio com 1,5 mm de espessura. O chassi é feito de duralumínio com 4 mm de espessura. Uma vista do chassi de ambos os lados é dada em [8]. A profundidade do chassi na parte inferior é de 53 mm.

Os compartimentos GPA, assim como o capacitor C76, são feitos de placas de duralumínio com espessura de 5 e 1,5 mm. As peças do GPA são montadas em racks feitos de fusíveis cerâmicos com defeito (restos de condutores condutores de corrente devem ser removidos dos fusíveis). Os racks são inseridos em reentrâncias perfuradas (não através) no chassi e fixadas com cola Moment. Esta instalação ajuda a aumentar a estabilidade da frequência. A parte inferior do compartimento GPA é coberta por uma tampa de duralumínio com 1,5 mm de espessura. O capacitor C76 é coberto com uma tampa semelhante na parte superior.

O chassi possui furos moldados para instalação de placas de circuito impresso, e também são feitos furos roscados MZ para sua fixação. Os capacitores C124 e C126 passam por orifícios redondos no chassi. O chip DA1 está equipado com um pequeno dissipador de calor. É possível utilizar filtros de dois links nos circuitos de entrada do receptor. Para fazer isso, é possível deslocar o capacitor C4 para frente para compensar os capacitores C55-C65. No espaço livre é feito um furo para instalação da placa com filtros.

A balança digital é fixada com três parafusos em buchas roscadas. Uma vista do painel frontal do receptor é mostrada em [8]. É feito de duralumínio com 2 mm de espessura e pintado com tinta nitro preta. Pedaços retangulares de papel com inscrições explicativas são colados na tinta. Na parte superior, o painel frontal é coberto por um falso painel de vidro orgânico transparente e incolor de 2 mm de espessura, que serve de vidraça para a balança digital e, ao mesmo tempo, protege as inscrições de danos. Sobre o painel falso é aplicada uma camada decorativa de poliestireno branco com 2 mm de espessura. Inserções feitas de plástico colorido em azul e vermelho são coladas na sobreposição branca para enquadrar a escala digital e o S-meter. Um filtro de plexiglass verde (2 mm) é instalado dentro da balança digital. O alto-falante é coberto por uma grade decorativa vermelha.

A parte principal dos componentes do rádio é instalada em quatro placas de circuito impresso. As placas de circuito impresso são feitas de fibra de vidro dupla-face com 1,5 mm de espessura. A folha de cobre na lateral dos componentes do rádio não foi completamente removida. Ao longo das bordas das placas, bem como sob as divisórias da tela, ficam trilhos de 3 mm de largura, aos quais são soldadas as telas (latão com 0,5 mm de espessura). As telas da caixa do filtro de cristal e do oscilador de cristal de referência são removíveis. A topologia das placas de circuito impresso é dada em [8].

O receptor utiliza componentes de rádio amplamente utilizados. Resistores dos tipos MLT-0,125, MLT-0,5, MLT-1. Resistores variáveis ​​- SPZ-9a Transistores KP350B podem ser substituídos por KP306, KT339B - por 2T3124A-2, KT342 - por KT306, KT660B - por KT603B, KT608B, KT646B, KT606B - por KT904A, KT312B - por KT306, KT342 25, MP501B - ligado KT1M. Alto-falante - cabeça dinâmica tipo 50GD1. A lâmpada incandescente HL28 é utilizada na tensão de 28 V (CAM-300), podendo ser substituída por vários LEDs amarelos conectados em série com resistores de 500-1 Ohm e colocados ao redor do perímetro do dispositivo PAXNUMX. Neste caso, a iluminação do S-meter diminuirá um pouco, mas o regime térmico do GPA será facilitado, o que terá um efeito positivo na estabilidade da sua frequência.

Relé K1-K5 - passaporte RES49 RS4.569.423 ou RS4.569.421 -00. O receptor utiliza capacitores dos tipos KT-1, KD-1, KM, KLS, K50-6. O capacitor C80 é o grupo PZZ e C81 é M47. Para sintonizar a frequência do receptor e ajustar seu circuito de entrada, foi utilizado o chamado passaporte diferencial KPI ("borboleta") YAD4.652.007 da estação de rádio R-821 (822). Para aumentar a capacidade máxima, seus estatores são conectados entre si e os rotores são conectados a um fio comum.

O cabeçote de medição PA1 é um microamperímetro M476/3 com corrente de deflexão total da agulha de 100 μA (do gravador Romantic-3). Os interruptores SA2, SA3, SA4, SA5, “On Stabilization” e “On Detuning” são usados ​​tipo VKZZ-B15.

O filtro de quartzo e o oscilador de quartzo usam ressonadores de quartzo do conjunto nº 1 “Ressonadores de quartzo para rádios amadores” (passaporte IG2.940.006 PS), fabricados pela Omsk Instrument-Making Plant em homenagem. Kozitsky.

Transformador de rede T6 tipo TN 34-127/220-50. Pode ser substituído por qualquer transformador de filamento com potência superior a 30 W e com 2-3 enrolamentos de filamento para uma tensão de 6,3 V e uma corrente superior a 0,9 A. Se todos os três enrolamentos forem usados, é aconselhável use torneiras de cinco volts. Os dados dos enrolamentos dos circuitos estão indicados na tabela. 2. O projeto da bobina L1 é mostrado na Fig. 2

A configuração do receptor começa verificando o funcionamento da fonte de alimentação e ajustando a tensão para +12 V com o resistor R79. Depois disso, todas as cascatas são verificadas quanto à ausência de curto-circuito nos circuitos de alimentação e, em seguida, é fornecida energia a elas.

Em seguida, inicia-se a sintonia dos osciladores locais.A sintonia do oscilador local de quartzo de referência (VT13) consiste em girar o núcleo da bobina L12 até obter geração estável e amplitude máxima de saída. Ao ajustar o núcleo da bobina L14, a frequência de geração é ajustada atrás da inclinação inferior das características do filtro de quartzo. Se não houver geração, as peças do gerador deverão ser verificadas quanto à capacidade de manutenção. Aliás, é aconselhável fazer isso com cada peça (e principalmente com as novas) antes de instalá-la na placa de circuito impresso. A geração na saída é monitorada com um voltímetro de RF de alta resistência ou, melhor ainda, um osciloscópio, além de um frequencímetro.

A configuração do gerador de faixa suave (VT8) começa com a colocação da faixa de 18 MHz girando o rotor do capacitor ajustado C60. O switch SA1 é mostrado na posição de 14 MHz. Após a instalação, a compensação térmica é realizada substituindo os capacitores C80, C81 por capacidades iguais, mas com coeficientes de temperatura (TKE) diferentes. A seguir, as demais faixas são dispostas da mesma forma descrita acima, ajustando os capacitores C55-C59, C61-C65 e, se necessário, selecionando os capacitores C66-C74. Se forem utilizados capacitores com TKE zero (o uso de capacitores do tipo KSO com a letra G também dá bons resultados), então a compensação térmica nessas faixas não precisa ser feita.

Ao selecionar os valores dos capacitores C90, C91, é realizado o alongamento necessário entre as faixas (de acordo com as posições da chave SA1.4) para que a margem de sobreposição seja de 10-15%. As frequências são organizadas de acordo com as faixas conforme tabela. 1. A seguir configure a cascata feita no transistor VT9 selecionando o valor do resistor R49 de acordo com o sinal máximo no dreno deste transistor (o formato é uma onda senoidal regular). Eles fazem assim: substitua temporariamente o R49 por um resistor variável com valor nominal de 47 kOhm (os condutores de conexão devem ter o comprimento mínimo possível), configure a cascata e, após medir o valor da resistência resultante, substitua com um resistor constante de valor próximo.

O filtro passa-baixa é ajustado girando os núcleos das bobinas L9, L10, L11 para obter uma resposta uniforme na banda de frequência 7,33-12,668 MHz. A frequência de corte deve ser 12,72 MHz. Controle a configuração com um medidor de resposta de frequência ou um osciloscópio.

Em seguida, configure o amplificador/dobrador (VT10, VT11).A configuração começa no modo de duplicação na faixa de 28 MHz selecionando o valor do resistor R56 até que a amplitude máxima do sinal de formato senoidal correto seja obtida na saída ( “B”). Em seguida, o SA1 é comutado para a banda de discagem de 1,9 MHz, na qual este estágio opera em modo de amplificação. O ajuste é realizado selecionando o valor do resistor R57 até que seja obtido um sinal máximo na saída “B” com formato senoidal correto.

O seguidor de emissor (VT12) é configurado selecionando o valor do resistor R61 até que um sinal máximo de formato senoidal correto seja obtido em seu emissor. Se houver irregularidade na amplitude do sinal de saída do GPA, este último deverá ser eliminado girando os núcleos das bobinas L9, L10, L11. Se for observada distorção de sinal em forma de meandro ou amplitude de sinal acima de 4 V (efetiva) na saída do GPA, é necessário aumentar o valor do resistor R44.

Ao estabelecer sistemas de desafinação O controle deslizante do resistor R12 é colocado na posição intermediária e, ao selecionar o valor do resistor R11, as frequências são combinadas quando a desafinação está ligada e desligada. Ao ajustar o resistor R9, as frequências de transmissão e recepção coincidem. Ao selecionar o valor do resistor R3, as frequências são alcançadas quando o sistema DAC está ligado e sem ele.

A verificação da funcionalidade do amplificador de baixa frequência se resume ao monitoramento da tensão no pino 12 do chip DA1. Deve ser igual a metade da tensão de alimentação. Um sinal com frequência de 1 kHz e tensão de 20 mV é fornecido à entrada ULF. Ao alterar a frequência do gerador na faixa de áudio, certifique-se de que não haja distorção perceptível do sinal na saída ULF monitorando com um osciloscópio. As características na região de alta frequência são ajustadas selecionando os capacitores C51, C52, C53. O ULF preliminar é ajustado selecionando o resistor R25 até que um sinal máximo seja obtido na saída na ausência de distorções visíveis a olho nu.

Após o ULF, eles iniciam a configuração do amplificador (VT2, VT3. VT4). Do GSS, um sinal com frequência de 5,5 MHz e tensão de 10 mV (não modulado) é fornecido ao terminal inferior do capacitor C9 através de um capacitor com capacidade de 5 ... 10 pF. Em seguida, girando os núcleos das bobinas L3, L5 por sua vez, atinge-se o sinal máximo na saída ULF. O filtro de quartzo deve estar no modo banda larga, o resistor R69 deve estar na posição de ganho máximo. Ao girar o núcleo da bobina L14 no oscilador local de quartzo de referência, é alcançado um tom de sinal de saída de cerca de um quilohertz. A instalação final do laser e a sintonia do filtro de quartzo são realizadas após a configuração completa do receptor. À medida que as leituras de saída se aproximam do máximo ao definir L3, L5, a tensão do gerador na entrada deve ser reduzida gradualmente.

A seguir, o sinal GSS é fornecido à entrada da antena com uma frequência correspondente à faixa selecionada e, ajustando o capacitor C4, o sinal máximo na saída é alcançado. Neste caso, o controle deslizante do resistor R4 “URCH” deve estar na posição correspondente ao ganho máximo (abaixo do circuito). Na faixa de 1,9 MHz pode ser necessário selecionar o capacitor C2.

Depois disso, comece a configurar o filtro de quartzo. Para fazer isso, um sinal do GSS ou do transceptor (o vernier do transceptor permite alterar a frequência de maneira muito suave) com uma frequência da faixa selecionada e uma tensão de 1 µV é fornecido à entrada da antena do WV0,3 receptor. Ao alterar suavemente a frequência de recepção do receptor sintonizado, as leituras do medidor S e as leituras correspondentes da escala digital são feitas e registradas na tabela. Então, de acordo com esta tabela, é desenhado um gráfico da resposta em frequência do filtro. As leituras do medidor S são plotadas verticalmente (em unidades relativas) e a frequência é plotada horizontalmente a cada 200 Hz.

A forma da resposta de frequência é usada para julgar a qualidade do filtro. Se houver grandes irregularidades na característica (atenuação superior a 6 dB, bloqueios e lombadas) ou uma largura de banda pequena (menos de 2 kHz), ou um fator de quadratura insatisfatório (pior que 1,4 nos níveis -80/-3 dB), então o filtro deve ser ajustado alterando alternadamente os valores de seus capacitores. O controle é realizado analisando a construção repetida de gráficos de resposta em frequência. Se não for possível obter uma resposta de frequência aceitável, o quartzo deverá ser substituído.

No modo banda estreita (contatos SA4 fechados), o filtro é ajustado selecionando os capacitores C18, C22, C26, C29, conseguindo um estreitamento da banda. Uma largura de banda de 0,8 kHz é ideal para este projeto de filtro. A maneira mais fácil de ajustar um filtro é usar um medidor de resposta de amplitude e frequência (AFC). Para visualizar a resposta de frequência do filtro (bem como suas configurações), você pode usar o método descrito em [1].

A frequência final do oscilador local de quartzo de referência é definida após ajustar o filtro de quartzo ajustando L14, atrás da inclinação inferior da resposta de frequência. O detector SSB é balanceado ajustando o resistor R23 ao mínimo do sinal laser (5,5 MHz) no resistor R24; o capacitor C37 deve ser desconectado durante o procedimento de balanceamento (não se esqueça de reconectá-lo mais tarde).

A configuração do sistema AGC envolve a seleção do valor do capacitor C120, do qual depende seu tempo de resposta. A seleção deste capacitor é realizada em modo banda larga de acordo com a melhor correspondência do movimento da seta do dispositivo PA1 com as mudanças nos sinais e o tempo suficiente para manter a seta nos máximos do sinal para poder faça leituras visualmente do dispositivo. Nesse caso, a suavidade necessária nas mudanças no ganho do amplificador é alcançada. Quando o dispositivo PA1 sai da escala nos picos do sinal, é necessário reduzir o valor do resistor R71.

Ao selecionar o resistor R74, o nível necessário do limite de resposta do sistema AGC é alcançado, e o resistor R68 - o ganho máximo de FI com o botão R69 definido para a posição de ganho máximo. Neste caso, a tensão constante nas segundas portas VT1, VT2, VT4 não deve exceder +5 V. Ao selecionar o resistor R70, a seção não funcional do resistor R69 é removida (ao girar o botão R69 não altera o ganho do amplificador ).

Literatura

1. Rubtsov V. Como ver a resposta de frequência do transceptor. - Rádio, 2003, nº 4, p. 64.
2. Krinitsky V. Balança digital - medidor de frequência. Os melhores desenhos das 31ª e 32ª mostras de criatividade radioamadora. - M.: DOSAAF, 1989, p. 70-72.
3. Bondarenko V. Modernização da balança digital. - Radioamador, 1991, nº 4, p. 6, 7.
4. Concurso de Transceptor Rubtsov V. - Rádio, 1999, nº 5, p. 58, 59.
5. Lavrentiev G. Digital AFC no oscilador local. - Rádio, 2000, nº 6, p. 69.
6. Rubtsov V. Digital AFC para um transceptor. - Rádio, 2003, nº 2, p. 69.
7. Burvvlev V., Vartvzaryan S, Kolomiytsev V. Gabinete digital universal. - Rádio, 1990, nº 4, p. 28-31.

Autor: V.Rubtsov (UN7BV), Astana, Cazaquistão

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Notícias aleatórias do Arquivo Antibióticos interferem nas vacinas infantis 20.05.2022 O nível de anticorpos da vacina em crianças pequenas é menor se elas receberam antibióticos no momento da vacinação. As crianças recebem (se receberem) suas primeiras vacinas nos primeiros seis meses de vida, mas se a criança não tiver sorte e pegar algum tipo de infecção, os antibióticos também estarão esperando por ela. Pesquisadores do Rochester Central Hospital Research Institute e do Rochester Institute of Technology compararam as respostas vacinais em crianças de seis meses a um ano por dez anos: algumas delas receberam antibióticos, outras não. Havia quatro tipos de vacinas: combinadas contra difteria, tétano e coqueluche, contra poliomielite, contra pneumococos e contra Haemophilus influenzae. Descobriu-se que os antibióticos reduzem a eficácia das vacinas: com eles, o nível de anticorpos correspondentes que desenvolveram imunidade contra os patógenos da vacina diminuiu e, quanto mais antibióticos uma criança recebia, menos anticorpos ela tinha. Na primeira vacinação, o nível de anticorpos caiu em média 5-11% para cada curso de antibiótico; quando as crianças receberam um reforço (uma dose extra de vacina) no segundo ano de vida, o nível dos mesmos anticorpos caiu 12-21% com cada ciclo de antibióticos. O tipo de antibióticos e a duração do uso também desempenharam um papel. Antibióticos de amplo espectro reduziram os níveis de anticorpos da vacina mais do que antibióticos de alvo específico; e se o tratamento foi estendido por dez dias, isso afetou a imunidade da vacina pior do que quando os antibióticos foram administrados apenas cinco dias (em geral, um curso de cinco dias de antibióticos quase não teve efeito sobre o nível de anticorpos). Os antibióticos matam não apenas bactérias nocivas, mas também simbiontes benéficos na microflora intestinal. E a microflora, como já sabemos bem, é necessária não apenas para a digestão adequada - ela interage ativamente com o sistema imunológico, ajudando a calibrar as reações imunológicas, ajudando o sistema imunológico a aprender a distinguir os próprios dos outros, micróbios nocivos dos inofensivos. Obviamente, devido a perdas na microflora após um curso de antibióticos, a imunidade das crianças não pode responder com eficácia suficiente à vacina.

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