Melhorar as características técnicas dos receptores de rádio. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica

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Usando filtros de quartzo VHF, diodos Schottky e transistores de RF de alta potência, é possível melhorar significativamente os parâmetros do receptor, como linearidade e seletividade de imagem. Oito maneiras de melhorar os receptores de rádio são descritas, incluindo a escolha de uma frequência intermediária alta, usando AGC e ganho separados, usando conversores de frequência push-pull, usando estágios para conversores de frequência balanceados duplos com diodos Schottky e distribuição ideal de AGC entre os estágios do receptor.

Apesar do fato de que os rádios começaram a ser desenvolvidos no início da tecnologia eletrônica, ainda existem maneiras de melhorá-los. Novos componentes como filtros de cristal de comprimento de onda medidor, diodos de pinos e transistores de alta frequência e alta potência tornam possível romper com alguns conceitos estabelecidos e desenvolver receptores com menos distorção, melhor seletividade de imagem e alta linearidade.

Benefícios particularmente tangíveis podem ser obtidos na faixa de 2-30 MHz, no entanto, muitos dos métodos propostos são aplicáveis ​​a receptores operando em outras frequências.

O primeiro passo no projeto de um receptor é elaborar um diagrama de blocos, no qual os valores de ruído esperados e as perdas são anotados para cada bloco (as perdas também são fontes de ruído adicional). Isso torna possível calcular a figura de ruído de todo o receptor. Por exemplo, no diagrama de blocos do receptor mostrado na Fig. 1, a figura de ruído, determinada pela soma de ruído e perda, é de 8 dB.

Arroz. 1. O diagrama de blocos do receptor permite determinar os ganhos dos estágios individuais e a figura de ruído do receptor (clique para ampliar)

A figura de ruído de todo o receptor é determinada pela soma da figura de ruído, ganho e perda (em decibéis) dos estágios individuais. Para obter uma ampla faixa dinâmica, o ganho deve ser tão baixo quanto necessário para compensar a perda.

Cada estágio precisa ser otimizado em termos de faixa dinâmica e figura de ruído. A faixa dinâmica máxima é obtida se os ganhos dos estágios RF e IF tiverem o valor mínimo necessário para compensar as perdas. Como pode ser visto no diagrama de blocos, perdas de 0,5 dB no circuito de entrada e atenuador AGC, 6,5 dB no conversor de frequência e 4,5 dB no filtro IF são compensadas por um ganho de cerca de 11 dB no amplificador de RF. Ressalta-se que o segundo conversor de frequência é o mais sensível a sobrecargas, pois a largura de banda mínima do filtro de cristal é de ±3,5 kHz e, portanto, neste estágio, as tensões mais altas estão concentradas em uma faixa de frequência estreita.

Depois de selecionar os principais parâmetros do diagrama de blocos, o desenvolvedor pode prosseguir para o projeto de cascatas individuais. É nesta fase que os benefícios dos novos componentes podem ser percebidos. Considere a sequência de maneiras de melhorar o receptor.

1. Para obter melhor seletividade sobre o canal de imagem, a frequência intermediária deve ser maior que a faixa de frequência recebida

No passado, em receptores de conversão dupla ou tripla, cada uma das duas ou três frequências intermediárias, respectivamente, estava abaixo das frequências da banda recebida, e a seletividade do receptor era determinada principalmente por circuitos operando na frequência intermediária mais baixa (geralmente 455 kHz) . Isso é explicado pelo fato de que os componentes disponíveis naquele momento poderiam fornecer a seletividade necessária apenas em baixas frequências intermediárias. No entanto, em uma primeira frequência intermediária baixa, o problema de atenuar o ruído do canal da imagem se torna mais difícil. As frequências de ruído que atuam na entrada, após o conversor, às quais é aplicada a tensão do oscilador local, podem cair na banda passante do FI. No caso de um IF de 1 MHz, a atenuação da interferência do canal de imagem, embora seja de 80 dB na frequência de recepção mais baixa (2 MHz), cai para 30 dB em 30 MHz. Por exemplo, no caso de receber um sinal com frequência de 30 MHz, a interferência no canal de imagem tem frequência de 32 MHz, que se aproxima da frequência do sinal recebido e não pode ser suficientemente atenuada pelo filtro de entrada. Ao mesmo tempo, ao receber em uma frequência de 2 MHz, a frequência de interferência de 4 MHz é duas vezes maior que a frequência de entrada, o que proporciona boa seletividade sobre o canal de imagem. Para atenuar a interferência no canal de imagem, que possui frequências próximas às recebidas, os desenvolvedores tentaram utilizar filtros passa-banda de rastreamento nos pré-seletores, o que encareceu o receptor.

O oscilador local deve ser sintonizado em uma faixa igual em largura à faixa de frequência dos sinais de entrada. Assim, em um receptor com alcance de 2-30 MHz, a taxa de cobertura do oscilador local deve ser de 1:15. Essa taxa de sobreposição pode exigir arranjos mecânicos complexos para corresponder com precisão às configurações do circuito de entrada e do oscilador local. Usando filtros de quartzo atualmente disponíveis na faixa de ondas do medidor (30 - 120 MHz) nas cascatas IF, os problemas acima podem ser resolvidos. Ao selecionar uma frequência intermediária acima das frequências da faixa de operação, é possível usar um filtro passa-baixa elíptico com frequência de corte de, por exemplo, 2 MHz em um receptor com faixa de 30-31 MHz. Neste caso, a interferência com frequências acima da faixa de operação é atenuada em 80 dB, e a seletividade sobre o canal de imagem não depende da frequência dos sinais recebidos. O mesmo filtro fornecerá atenuação da radiação do oscilador local, o que permite colocar vários receptores próximos uns dos outros. Quando a frequência intermediária for, por exemplo, 40 MHz, o oscilador local deverá cobrir a faixa de 42-70 MHz (em um receptor com faixa de 2-30 MHz); portanto, a razão de sobreposição é menor que 1:2. Isso simplifica muito o projeto do oscilador local e reduz a probabilidade de que a interação dos harmônicos do oscilador local com os sinais de entrada no conversor de frequência leve à formação de interferência caindo na largura de banda do receptor.

2. O uso de estágios separados para AGC e para amplificação para reduzir a distorção.

No passado, tubos de vácuo eram usados ​​tanto para amplificação quanto para AGC. No entanto, devido à não linearidade das características da lâmpada, ocorreu distorção de intermodulação quando a tensão do AGC foi aplicada. O mesmo é verdade ao usar transistores bipolares e de efeito de campo. Se a amplificação e o AGC forem realizados em estágios separados, é possível fornecer o modo ideal para cada um deles. Assim, por exemplo, para AGC, você pode usar um atenuador em diodos de pinos. conectado entre o filtro passa-baixa de entrada e o amplificador de RF, conforme mostrado na Fig.1. O atenuador de diodo deve ter impedâncias de entrada e saída constantes, caso contrário, qualquer alteração na impedância de carga alterará as características do filtro, e uma alteração na impedância da fonte que aciona o amplificador causará uma alteração no ruído e distorção no mesmo. Na fig. 2 mostra o atenuador, que é uma ponte T dupla convencional em diodos de pino. As impedâncias de entrada e saída de tal atenuador são mantidas constantes. Para isso, é utilizado um amplificador diferencial, que proporciona uma redistribuição adequada das correntes nas saídas do atenuador (a soma das correntes do coletor deve permanecer inalterada).

Arroz. 2. Diodos de cinco pinos conectados em um circuito de ponte T dupla atuam como um atenuador. Para manter as impedâncias de entrada e saída constantes, a soma das correntes de coletor dos transistores deve ser mantida constante.

3. O uso de amplificadores de RF push-pull em transistores poderosos com feedback profundo para reduzir a distorção

Na maioria dos receptores mais antigos, apenas algumas válvulas eram consideradas suficientemente lineares para uso em amplificadores de entrada de modo Classe A. Os projetistas usaram as propriedades dessas válvulas para obter baixa distorção de intermodulação. Atualmente, estão sendo produzidos transistores lineares de alta frequência de alta potência que, operando em modos de alta CC com forte realimentação de corrente e tensão (o que raramente é usado na prática), pode fornecer linearidade ainda melhor do que as lâmpadas. Na fig. 3 mostra um diagrama de tal amplificador, montado em transistores lineares poderosos da faixa de onda decimétrica.

Arroz. 3 (clique para ampliar). Em dois poderosos transistores de alta frequência, você pode montar um amplificador com boa linearidade. Para linearizar o amplificador, utiliza-se a realimentação, criada por um resistor emissor sem capacitor shunt, resistores base coletor e transformadores base coletor. As curvas ilustram a diminuição da não linearidade.

Um amplificador push-pull atenua produtos de não linearidade de segunda ordem em 40 dB em relação a um de extremidade única. O ganho depende da profundidade do feedback e na variante da Fig. 3 é igual a 11 dB. A introdução de feedback reduz o ganho em 40 dB enquanto expande a faixa dinâmica. O amplificador usa três tipos de feedback: o feedback de corrente é fornecido por um resistor emissor de 6,8 ohms sem capacitor de bypass; um resistor de 330 ohm conectado entre o coletor e a base sem capacitor de derivação fornece feedback de tensão. Como esses feedbacks alteram as impedâncias de entrada e saída, também é introduzido um feedback do transformador, devido ao qual as impedâncias de saída e entrada são iguais a 50 ohms. Ao mesmo tempo, o a.s.v.s. amplificador não exceda 1,2 na faixa de frequência de 100 kHz a quase 200 MHz. As vantagens deste novo tipo de amplificador de RF são melhor ilustradas por sua característica mostrada na Fig. 3. Com uma potência de entrada de -27 dBm (dois sinais senoidais com amplitudes de 20 mV cada), o ganho é de 12 dB. Com esse sinal de entrada, o nível dos produtos de intermodulação de segunda ordem (f1±f2) em uma cascata de ciclo único não excede -65 dB e os produtos de terceira ordem (f1±2f2) -100 dB. No amplificador push-pull, os produtos não lineares de segunda ordem são reduzidos ainda mais para -105 dB. O nível de produto de não linearidade de terceira ordem atinge o nível de saída desejado na potência de entrada de +22 dBm.

4. Aplicação de conversores de frequência balanceados duplos com diodos Schottky

As vantagens dos conversores push-pull sobre os conversores monociclo são conhecidas (alta sensibilidade, baixa distorção), mas o alto custo impede sua ampla distribuição. Atualmente diodos de conversão de baixo ruído em portadores quentes (diodos Schottky) são produzidos a um preço acessível. Deve-se notar que conversores balanceados duplos baseados em transistores de efeito de campo também estão sendo produzidos atualmente. Esses conversores fornecem boa supressão de produtos de não linearidade de terceira ordem, mas devido à má correspondência de transistores de efeito de campo, a atenuação de produtos de não linearidade de segunda ordem neles é 20-30 dB pior do que nos diodos Schottky. Além disso, os FETs limitam os sinais em níveis mais baixos do que os diodos Schottky.

A principal vantagem dos misturadores de diodo Schottky é que eles permitem uma melhor correspondência em comparação com os diodos convencionais de silício ou germânio. Tais misturadores podem operar em tensão mais alta do oscilador local. O ruído do diodo Schottky não possui o componente 1/f2 que impede que os diodos de silício sejam usados ​​em baixas frequências. Para otimizar as características do conversor de frequência, os circuitos mostrados na fig. 4, a e b. Às vezes, o conversor contém até 64 diodos (16 em cada seção). O segundo conversor em aplicação de acordo com o diagrama de blocos da fig. 1 lida com sinais maiores que o primeiro, portanto, deve ter uma faixa dinâmica mais ampla. No conversor de acordo com o esquema da fig. 4, e isso é conseguido incluindo resistores em série e usando um circuito push-pull.

Arroz. 4. Ao incluir resistores em série com as pontes de diodo em um conversor de frequência push-pull, você pode manter a faixa dinâmica em níveis de sinal altos (a). O transformador no circuito inferior serve para suprimir os sinais parasitas.

Deve-se notar que os resistores em série aumentam as perdas do misturador de 6,5 para 8 dB. No conversor de acordo com o esquema da fig. 4b, um transformador híbrido é usado para suprimir a interferência do canal lateral.

5. Uso de filtros de quartzo com baixas perdas para obter alta seletividade nas cascatas da primeira frequência intermediária (ondas do medidor) e efetiva atenuação de interferência no canal de imagem.

Até recentemente, era impossível produzir em massa filtros de quartzo com alta seletividade e baixa perda de inserção. Na fig. 5a mostra a resposta de frequência típica dos filtros de quartzo modernos. Uma vez que a atenuação da interferência do canal de imagem entre a primeira e a segunda frequência intermediária é determinada pela inclinação da resposta de frequência do filtro, a seletividade do canal de imagem pode ser tão alta quanto 80 dB. O preço de um desses filtros foi recentemente de US$ 400, e agora em produção em massa caiu para US$ 50. Filtros mecânicos de estilo antigo (com um conversor magnetostritivo) introduziram forte distorção de intermodulação devido à não linearidade do conversor. Nos filtros mecânicos modernos, os transdutores piezoelétricos são usados ​​para reduzir a não linearidade. Efeitos semelhantes podem ocorrer em filtros de quartzo se o núcleo ferromagnético do transformador de entrada saturar em níveis de sinal baixos. Para reduzir a não linearidade, você pode aplicar o esquema da Fig. 5B. Os testes são realizados com dois sinais com amplitude de 1 V aplicados na entrada do filtro de 50 ohms; enquanto o nível do sinal espúrio não deve exceder -80 dB.

Arroz. 5 (clique para ampliar). Usando filtros de cristal, você pode obter baixas perdas e bordas acentuadas na resposta de frequência (a curva inferior é esticada para maior clareza em relação à frequência média). O circuito mostrado na figura usa o mesmo tipo de filtros sintonizados na mesma frequência de operação.

6. A dupla conversão de frequência, juntamente com filtros passa-baixa não ajustáveis, permite ajustar a largura de banda sem alterar a inclinação da inclinação da resposta de frequência.

A obtenção de uma resposta de frequência retangular do FI com o uso de filtros passa-banda estreitos sempre foi um problema sério. O novo esquema de espectro de entrada duplamente invertido pode aplicar filtros passa-baixa, enquanto a inclinação da resposta de frequência do FI é independente da largura de banda. Uma vantagem adicional dos filtros passa-baixa é que o tempo de estabilização é metade do tempo dos filtros passa-faixa. Isso elimina flutuações indesejadas nos filtros no caso de sinais pulsados. A essência do método é ilustrada pelo diagrama (Fig. 6).

Arroz. 6 (clique para ampliar). A largura de banda do receptor IF depende do deslocamento de frequência entre os dois osciladores locais operando na segunda frequência intermediária. O sinal de entrada é convertido em frequência duas vezes na faixa de 52-64 kHz, e filtros íngremes em 64 kHz formam as frentes da resposta de frequência do FI.

A seletividade do receptor é determinada principalmente pelo caminho da segunda frequência intermediária 525 kHz. A largura de banda da segunda frequência intermediária e, portanto, a largura de banda do receptor como um todo, pode ser definida entre 150 Hz-12 kHz. Neste caso, a escolha da largura de banda não é feita substituindo o filtro, mas ajustando o deslocamento de frequência entre os dois osciladores locais. Um sinal de 525 kHz com uma largura de banda máxima de, digamos, ±6 kHz (510-531 kHz) entra no conversor de frequência inicialmente a 467 kHz LO, resultando em um sinal de 52 (525-6-467) a 64 kHz (525+ 6-467). O sinal resultante é alimentado em um filtro de quartzo passa-baixa cuja resposta de frequência tem um rolloff acentuado em 64 kHz (este rolloff forma uma das frentes da resposta de frequência IF). O filtro especificado com uma frequência de corte fixa é ajustado apenas uma vez. Em seguida, o espectro do sinal com uma largura de banda de 52-64 kHz é novamente transferido para a frequência central de 525 kHz e novamente alimentado ao conversor com uma frequência de oscilador local de 583 kHz. Nesse caso, o sinal retorna para a faixa de 52-64 kHz, mas com um espectro invertido (os componentes do espectro que antes estavam no limite de largura de banda de 64 kHz estão agora 12 kHz abaixo desse limite). Um filtro com uma frequência de corte de 64 kHz suprime os componentes do sinal que estavam no limite de 52 kHz durante a primeira conversão. O sinal assim obtido, filtrado com alta seletividade, é novamente transferido pelo espectro para uma frequência de 525 kHz e detectado.

Deve-se notar que as bordas da resposta de frequência do FI são mantidas inalteradas e a largura de banda é reduzida ajustando o deslocamento de frequência entre os dois osciladores locais. Assim, por exemplo, com uma largura de banda de 2 kHz, os osciladores locais são sintonizados nas frequências de 462 kHz (525 + 1-64) e 588 (525-1 + 64). Devido ao fato de que as bordas da banda são formadas pelo filtro passa-baixas, a resposta em frequência é quase retangular mesmo em uma largura de banda de 150 Hz. O método descrito garante a simetria das características de resposta de fase ou atraso de grupo em relação à frequência central. Filtros de cristal ou mecânicos comumente usados ​​em IF são filtros Chebyshev com uma resposta de fase não linear. Ao mesmo tempo, filtros passa-baixa do tipo Bessel podem fornecer a linearidade necessária.

7. Entre os fatores que degradam a faixa dinâmica do receptor, é necessário levar em consideração as bandas laterais de ruído do oscilador local

As bandas laterais de ruído do espectro LO podem degradar significativamente a faixa dinâmica do receptor devido a um efeito chamado bloqueio. O ruído LO pode interferir com sinais de entrada fortes próximos em frequência ao sinal recebido, resultando em ruído na banda passante de FI que interfere no sinal desejado, reduzindo a relação sinal-ruído. Forte distorção de bloqueio pode ocorrer em níveis de sinal bem abaixo do limite de compressão de 3dB (outro parâmetro de faixa dinâmica). O limiar de compressão de 3 dB corresponde à aparência de modulação cruzada perceptível e geralmente ocorre em amplitudes de sinal mais altas do que o efeito de bloqueio. Da fig. Na Figura 7, como exemplo, pode-se observar que com uma densidade espectral de ruído de banda lateral de 145 dB/Hz (deslocamento de 20 kHz da frequência central LO) e uma figura de ruído do receptor de 10 dB, ocorre um bloqueio do receptor de 3 dB a uma tensão de entrada de cerca de 50 mV, enquanto como o limiar de compressão de 3 dB corresponde a uma amplitude de sinal de cerca de 1 V.

Arroz. 7. Tensão de entrada correspondente a um efeito de bloqueio de 3 dB, dependendo do ruído da banda lateral LO que é convertido pelos sinais na entrada e da figura de ruído total do receptor.

Ao usar um sintetizador de frequência como oscilador local, também é necessário eliminar sinais espúrios, pois eles, assim como as bandas laterais de ruído, podem degradar o desempenho do receptor.

8. Distribuição adequada do AGC entre os estágios do receptor para obter o alcance dinâmico máximo

A faixa dinâmica do receptor depende do nível de sinal mais baixo no qual a tensão AGC é aplicada ao atenuador de RF. Até que o nível do sinal na antena atinja um valor correspondente à relação sinal-ruído de 48 dB, o AGC deve operar somente em FI (Fig. 8).

Arroz. 8. Os circuitos AGC aumentam a relação sinal-ruído (a diferença vertical entre duas curvas). Para obter uma ampla faixa dinâmica, o atenuador de entrada AGC só deve ser ativado quando a relação sinal-ruído atingir 48 dB.

Depois disso, o atenuador AGC deve entrar em ação, o que protege o segundo conversor de sobrecarga. Se o atenuador do AGC começar a funcionar em sinais menores, não apenas a relação sinal-ruído diminuirá, mas a estabilidade do AGC poderá se deteriorar. O circuito AGC deve ser cuidadosamente analisado como um sistema em malha fechada, por exemplo, usando um hodógrafo de Nyquist, a fim de otimizar seus parâmetros.

Literatura

1. Oito maneiras de melhorar o design do receptor de rádio, pp. 87-91

Publicação: N. Bolshakov, rf.atnn.ru

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