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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Fonte inversora de corrente de soldagem. Experiência em reparo e cálculo de elementos eletromagnéticos. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / equipamento de solda As fontes de corrente de soldagem inversora (IWS), às vezes não corretamente chamadas de alta frequência, apresentam vantagens claras sobre os transformadores clássicos (menos peso e volume, excelentes características de carga), mas não são amplamente utilizadas em nosso país. Muito provavelmente, devido ao alto custo, inacessível à maioria dos potenciais consumidores. Muitos radioamadores tentam fazer seu próprio IIST. No entanto, surgem dificuldades significativas neste caminho, principalmente relacionadas com a falta de experiência no desenvolvimento de dispositivos com uso intensivo de energia, nos quais os valores de corrente e tensão vão muito além dos limites usuais. O autor compartilha sua experiência no reparo de ISIS de fabricação industrial, que exigiu a seleção de elementos de potência com falha e mudanças bastante significativas no circuito. É apresentado um método para cálculo dos principais elementos eletromagnéticos do IIST. Num belo momento, caiu em minhas mãos uma máquina de solda RytmArc com defeito da Castolin Eutectic, produzida em 1988. O antigo proprietário, não acreditando mais que o aparelho pudesse ser consertado, doou-o para peças de reposição. Após a inspeção do dispositivo, descobriu-se que este representante típico da família de IISTs monofásicos de baixa potência orientados para uso doméstico é feito de acordo com o típico circuito inversor de meia ponte direta de ciclo único para dispositivos desta classe e é destinado à soldagem elétrica manual com corrente contínua de 5...140 A com duração relativa de soldagem de até 100% do ciclo soldagem/pausa. Na versão original, o inversor foi construído sobre poderosos transistores compostos bipolares de alta tensão ESM2953, que falharam. Vários transistores de menor potência também estavam com defeito e algumas peças simplesmente estavam faltando. Em tal situação, a decisão mais justificada parecia ser comprar novos transistores e substituir os queimados por eles. No entanto, a empresa comercial que possuía os transistores necessários os ofereceu ao preço de US$ 65 por peça, desde que fosse adquirido um pacote completo de 50 peças. Naturalmente, esta opção não funcionou e tivemos que procurar uma alternativa. A escolha recaiu sobre os transistores bipolares de porta isolada IRG1PC4U (Insulated Gate Bipolar Transistors - IGBT [50]), que eram vendidos gratuitamente no varejo por US$ 14 cada. Ao contrário do ESM2953, o coletor do transistor IRG4PC50U é conectado eletricamente à base do dissipador de calor. Portanto, optou-se por instalar cada IGBT em uma placa de alumínio medindo 30x25x4 mm, e pressionar este último no dissipador de calor principal através de espaçadores de mica com 0,5 mm de espessura. Como não havia mica com a espessura necessária, as juntas eram compostas por várias camadas de material mais fino, “coladas” com pasta condutora de calor. Para lançar o IIST foi necessário desenvolver e fabricar um novo driver para controle do IGBT e um temporizador perdido para o limitador de corrente para carga do capacitor do filtro retificador da rede. Felizmente, a placa da unidade de controle não precisou de reparos. O dispositivo restaurado funciona perfeitamente há mais de quatro anos. O diagrama IIST após o reparo é mostrado na Fig. 1, e seu aspecto com a tampa removida é mostrado na Fig. 2, onde estão marcados os elementos principais. Devido à falta de documentação de fábrica, as designações posicionais dos elementos não coincidem com as de “marca”.
As soluções técnicas utilizadas neste IIST são típicas para dispositivos desta classe. Para quem vai consertar ou mesmo projetar eles próprios esses dispositivos, é útil se familiarizar mais detalhadamente com sua estrutura.
Quando a chave SA1 é fechada, uma tensão alternada de 220V, 50Hz é fornecida ao enrolamento primário do transformador T1, que alimenta todos os componentes eletrônicos do IIST (exceto o próprio inversor), e através do resistor R1, que limita a corrente de partida inicial , ao retificador de duas pontes de diodo conectadas em paralelo VD1 e VD2. As ondulações de tensão retificada são suavizadas pelo capacitor de óxido C2. Após aproximadamente 1 s necessário para carregar totalmente este capacitor, o temporizador é acionado (seu diagrama é mostrado na Fig. 3) e os contatos fechados do relé K1.1 contornam o resistor R1, excluindo este último do circuito de corrente consumida da rede e eliminando assim a perda inútil de energia.
Na verdade, no IIST, são instalados dois relés idênticos ao K1, cujos enrolamentos e contatos são conectados em paralelo. Outro relé K2, baseado nos sinais provenientes da placa da unidade de controle, liga e desliga o ventilador M1. O sensor de temperatura é um conversor de temperatura-corrente VK1 montado no dissipador de calor de transistores potentes. O inversor baseado em IGBT VT1 e VT2 converte a tensão retificada da rede em uma tensão pulsada com frequência de aproximadamente 30 kHz. O transformador TZ fornece isolamento galvânico entre o circuito de soldagem e a rede. Sua relação de transformação é escolhida de forma que a amplitude dos pulsos no enrolamento secundário seja duas vezes a tensão de circuito aberto especificada do IIST. Você pode ler detalhadamente sobre o princípio de funcionamento de um inversor meia ponte de terminação única, por exemplo, em [2, 3]. O transformador de corrente T2 é conectado em série ao circuito do enrolamento primário do transformador TZ e é projetado para controlar a corrente que flui aqui. Nos inversores de comutação de alta frequência, as indutâncias de magnetização e de fuga dos transformadores, juntamente com a indutância da instalação parasita, acumulam energia reativa significativa. Convertê-lo em calor levaria a uma diminuição significativa na eficiência do dispositivo. Portanto, por meio de soluções de circuitos especiais, tentam transferir a energia acumulada para a carga ou recuperá-la - devolvê-la à fonte de energia. Quando o estado dos interruptores de potência muda, cada indutância, incluindo a indutância parasita, torna-se uma fonte de pulsos de tensão de autoindução, o que muitas vezes é perigoso para os elementos do conversor de valor. Para reduzir a amplitude desses pulsos, são projetados circuitos RC de amortecimento com e sem diodos. Para reduzir a indutância de vazamento, que é prejudicial ao funcionamento do IIST, é aconselhável utilizar transformadores com núcleos magnéticos toroidais, e um layout cuidadosamente pensado do dispositivo reduz a indutância de instalação. A tensão do enrolamento secundário do transformador TZ é retificada por um retificador de meia onda usando diodos localizados em quatro conjuntos de diodos VD7-VD10 (dois diodos em cada). O indutor L1, conectado em série ao circuito de soldagem, suaviza a corrente retificada. A unidade de controle gera pulsos que abrem o IGBT do inversor, ajustando seu ciclo de trabalho para que a característica de carga externa do IIST corresponda àquela necessária para uma soldagem elétrica de alta qualidade. As entradas do controlador recebem sinais de realimentação de tensão (da saída do retificador) e corrente (do enrolamento secundário do transformador de corrente T2). O resistor variável R2 regula a corrente de soldagem. Na Fig. A Figura 4 mostra um circuito acionador que amplifica os pulsos gerados pela unidade de controle para a amplitude necessária para controlar os IGBT VT1 e VT2. Ele foi projetado para substituir o driver que controlava os transistores bipolares instalados no IIST antes do reparo.
O transformador T1 isola os circuitos de entrada de dois canais de acionamento idênticos da unidade de controle e um do outro. Neste caso, o transformador como elemento isolante tem uma vantagem inegável sobre o optoacoplador, pois com a escolha correta dos parâmetros limita automaticamente a duração dos pulsos que chegam às portas IGBT a um valor no qual o circuito magnético do transformador de potência TZ ainda não entra na saturação (ver Fig. 1). Os enrolamentos secundários II e III do transformador isolante são conectados de forma que os canais operem em fase, o que é necessário para o correto funcionamento de um inversor monociclo. Considere a operação de um dos canais - o superior de acordo com o esquema. Pulsos do enrolamento II do transformador T1 através do resistor R1 são fornecidos à entrada do shaper montado no microcircuito DD1. O amplificador de potência nos transistores VT1 e VT2 fornece carga e descarga rápida da capacitância bastante significativa entre a porta e o emissor, característica dos IGBTs. O resistor R9 evita processos oscilatórios no circuito formado pela indutância do fio de conexão e pela capacitância de entrada do IGBT. O retificador e o estabilizador de tensão de alimentação são montados na ponte de diodos VD1 e no microcircuito DA1. A tensão alternada para o retificador vem de um enrolamento secundário isolado separado do transformador T1 (ver Fig. 1). Na fabricação de um driver, atenção especial deve ser dada à qualidade do isolamento entre seus canais. Deve suportar uma tensão superior a duas vezes a amplitude da tensão da rede. Ao começar a desenvolver um IIST de forma independente, você terá que enfrentar muitos problemas que nem surgem durante os reparos - todos eles já foram resolvidos de uma forma ou de outra pelos desenvolvedores e pelo fabricante. As maiores dificuldades estão associadas à escolha de dispositivos semicondutores que comutam grandes correntes em tensões relativamente altas. A escolha correta do circuito inversor, cálculo e projeto de seus elementos eletromagnéticos são muito importantes. Na ausência de experiência em desenvolvimento, é razoável tentar repetir soluções “testadas”. O problema é complicado pelo fato de que praticamente não há literatura na qual possam ser encontrados métodos comprovados e prontos para projetar IIST. Em [3], por exemplo, a apresentação é tão lacônica que é quase impossível estender os cálculos para problemas específicos no desenvolvimento de uma fonte de soldagem. No material abaixo, as conclusões das relações calculadas são apresentadas com algum detalhe. Segundo o autor, isso permitirá aos radioamadores compreender melhor os processos que ocorrem nos componentes eletromagnéticos do IIST e, se necessário, ajustar a metodologia apresentada. Sob condições de carga tão variável como um arco de soldagem, um inversor de meia ponte direta de ciclo único compara-se favoravelmente com outros. Não requer balanceamento, não é suscetível a doenças como correntes e uma unidade de controle relativamente simples é suficiente para isso. Ao contrário de um inversor flyback, cuja forma da corrente em seus elementos é triangular, em um inversor direto ela é retangular. Portanto, na mesma corrente de carga, a amplitude dos pulsos de corrente em um inversor direto é quase duas vezes menor. CÁLCULO DO TRANSFORMADOR DE POTÊNCIA Uma característica comum de todos os inversores de ciclo único é que eles trabalham com magnetização unidirecional dos núcleos magnéticos dos transformadores de potência. Quando a intensidade do campo magnético muda de zero para o máximo e vice-versa, a indução magnética B muda na faixa do Bm máximo ao Br residual. Na Fig. A Figura 5 mostra um diagrama simplificado de um inversor meia ponte direta de ciclo único.
Quando os transistores VT1 e VT2 estão abertos, a energia da fonte primária de tensão é transferida para a carga através do transformador T1. O circuito magnético do transformador é magnetizado na direção direta (seção 1-2 na Fig. 6). Após o fechamento dos transistores, a corrente na carga é mantida pela energia armazenada no indutor L1. Neste caso, o circuito é fechado através do diodo VD4. Sob a influência do EMF de autoindução do enrolamento I, os diodos VD1 e VD2 estão abertos e a corrente de desmagnetização do circuito magnético flui através deles (seção 2-1 na Fig. 6).
A indução no circuito magnético muda apenas ΔB1= Bm-Br1, que é significativamente menor que o valor possível de 2Bm em um inversor push-pull. Porém, com intensidade de campo zero, a indução será igual a Br1 apenas em um circuito magnético que não possua um gap não magnético. Este último reduzirá a indução residual ao valor de Br2. De [4] segue-se que o novo valor da indução residual corresponde ao ponto de intersecção da curva de magnetização original com uma linha reta traçada a partir da origem em um ângulo Θ:
onde μ0 é a permeabilidade magnética absoluta (a razão entre a indução magnética e a intensidade do campo magnético no vácuo, uma constante física igual a 4π-10-7 H/m); lc é o comprimento médio da linha do campo magnético; δ é o comprimento da lacuna não magnética. Como resultado da introdução de uma lacuna de comprimento δ, a faixa de indução no circuito magnético aumentará para ΔB2=Bm-Br2. Nossa indústria não produz núcleos magnéticos especificamente para IIST. Para fazer um transformador de potência inversor, você pode usar núcleos magnéticos projetados para transformadores de linha de televisão. Por exemplo, o núcleo magnético PK40x18 do transformador TVS-90LTs2 (usado em TVs ULPST) tem seção transversal de 2,2 cm2, área de janela de 14,4 cm2 e comprimento médio da linha do campo magnético de 200 mm. É feito de ferrite manganês-zinco M3000NMS1, projetado para operação em campos magnéticos fortes, conforme indicado pelo índice C na designação [5], e possui os seguintes parâmetros de loop de histerese: Bs=0,45 T (em H=800 A/ m), W = 0,33 T (em H = 100 A/m e T = 60 °C), Bg = 0,1 T, Hs = 12A/m. Sob condições de magnetização unidirecional, a faixa de indução neste circuito magnético, montado sem folga, não excederá 0,23 Tesla. Vamos estabelecer uma meta, usando um intervalo não magnético, para reduzir a indução residual para 0,03 Tesla, o que aumentará a faixa de indução para 0,3 Tesla. Considerando que a dependência B=f(H) à medida que a intensidade do campo muda de -Hc para zero é praticamente linear, encontraremos a mudança na indução na área de 0 a Br2. Para fazer isso, desenhe uma linha horizontal no nível Br2 até cruzar com a curva de magnetização e encontre a intensidade do campo negativo no circuito magnético -H1 = 8,4 A/m, correspondente a esta indução. No nosso caso
De (1) encontramos o comprimento do intervalo não magnético:
Intensidade de campo no intervalo na indução máxima Vm = 0ZTl
Ampere-espiras de magnetização do circuito magnético
No modo inativo, a tensão de entrada do inversor (U1, ver Fig. 5) é igual ao valor da amplitude da rede (310 V). Levando em consideração a queda de tensão nos transistores principais e a resistência ativa do enrolamento, podemos assumir que uma tensão de 300 V é aplicada ao enrolamento primário do transformador. A tensão de saída sem carga da fonte em sem carga modo deve ser 50 V. Faremos o cálculo para o caso em que a duração do pulso for igual à metade do período, que corresponde à oscilação máxima de indução no circuito magnético. Nestas condições, a amplitude dos pulsos de tensão secundária é de 100 V (duas vezes a tensão de circuito aberto necessária). Portanto, a relação de transformação do transformador de potência deve ser igual a
Deve-se notar que a influência da indutância de fuga dos enrolamentos do transformador não é levada em consideração aqui. Sua presença leva a uma tensão de circuito aberto maior em relação ao valor calculado. O valor efetivo da corrente do enrolamento secundário, que tem a forma de pulsos retangulares, está associado à razão média, igual à corrente de soldagem ICB
onde λ é a razão entre a duração do pulso e seu período de repetição (fator de serviço). Em iCB = 140 A e λ = 0,5
Valor efetivo da corrente do enrolamento primário (excluindo corrente de magnetização)
A amplitude do pulso de corrente de carga no enrolamento primário
Na frequência de 30 kHz, as perdas de energia no núcleo magnético de ferrite podem ser desprezadas. As perdas nos fios do enrolamento aumentam com o aumento da frequência devido ao deslocamento da corrente para a superfície do condutor, o que leva a uma diminuição na sua seção transversal efetiva. Este fenômeno é chamado de efeito de superfície ou de pele. Ela se manifesta mais fortemente quanto maior a frequência e maior o diâmetro do condutor. Para reduzir as perdas, utiliza-se fio trançado feito de condutores finos isolados - fio Litz. Para operar na frequência de 30 kHz, o diâmetro de cada um deles não deve ultrapassar 0,7 mm [3]. O EMF de uma volta é calculado pela fórmula
onde dФ/dt é a taxa de variação do fluxo magnético acoplado à bobina; ΔB - faixa de indução no circuito magnético, T; Sc - seção transversal do circuito magnético, cm2; tM - duração do pulso, s; f - frequência de repetição do pulso, Hz. O número de voltas que cabem na janela do circuito magnético pode ser encontrado pela fórmula
onde S0 é a área da janela, cm2; - coeficiente de seu preenchimento com fio (consideremos igual a 0,25); ieff - valor atual efetivo; J é a densidade de corrente no fio do enrolamento, A/mm2. Para determinar os parâmetros do circuito magnético, introduzimos um valor condicional igual ao produto da amplitude da tensão no enrolamento e o valor efetivo da corrente que flui através dele. Como tem a dimensão de poder, vamos chamá-lo de poder condicional
No nosso caso
Tomemos a densidade de corrente nos enrolamentos do transformador J = 4 A/mm2, a faixa de indução no circuito magnético ΔB = 0,3 T e de (2) encontramos
O núcleo magnético em forma de W necessário para o transformador que está sendo calculado pode ser montado a partir de quatro PK40x18, conforme mostrado na Fig. 7.
Obtemos um circuito magnético com Sc=8,8 cm2, So-14,4cm2, ScS0=126,7cm4. Vamos encontrar o EMF de um turno para isso
Número de voltas do enrolamento primário
Vamos escolhê-lo igual a 21 - o número inteiro maior mais próximo que é múltiplo do coeficiente de transformação (Ktr = 3). Número de voltas do enrolamento secundário
A forma da corrente no enrolamento primário de um transformador de potência é mostrada na fig. oito.
A amplitude de seu componente magnetizante é
Valor máximo de corrente dos interruptores do transistor e enrolamento primário
Para calcular com precisão o valor efetivo da corrente do enrolamento primário, você terá que recorrer ao cálculo integral:
Um cálculo preciso dá 33,67 A, que difere do valor calculado anteriormente sem levar em conta a corrente de magnetização (33,3 A) em apenas 1%. Seção transversal de fios de enrolamento:
Ao enrolar com fio Litz feito de fios isolados com diâmetro de 0,55 mm, será necessário um feixe de 36 fios para o enrolamento primário e um feixe de 105 fios para o enrolamento secundário. Enrolar um transformador com fio Litz requer alguma experiência. Primeiro de tudo, você precisa preparar o fio litz. Para tal, a uma distância ligeiramente superior ao comprimento pretendido, são fixados dois ganchos, cuja função pode ser desempenhada com sucesso pelas maçanetas das portas. O número necessário de fios é puxado entre os ganchos. Usando uma furadeira manual ou uma trança, o feixe é torcido, sacudindo levemente de vez em quando para que os fios nele contidos sejam distribuídos uniformemente. O torniquete acabado é enrolado em todo o seu comprimento com uma leve sobreposição com uma tira de tecido fino de algodão de 8...10 mm de largura. Os enrolamentos são enrolados em um mandril de madeira que segue o formato do núcleo do circuito magnético com uma pequena margem para que a bobina acabada “assente” livremente no local pretendido. O mandril está equipado com bochechas removíveis, cuja distância entre elas é 2...3 mm menor que a altura da janela do circuito magnético. Antes do enrolamento, pedaços de fita adesiva são colocados no mandril, que são posteriormente usados para apertar a bobina acabada. Os enrolamentos estão dispostos na ordem usual: primário, nele - secundário. Entre eles é necessário isolamento - uma camada de papelão elétrico com 0,5 mm de espessura. A bobina é moldada para combinar com a configuração da janela do circuito magnético e depois impregnada com verniz. Os terminais do enrolamento devem ser dotados de pontas de latão. Ao incorporar o fio Litz neles, preste atenção especial para garantir que as extremidades de todos os seus fios constituintes sejam despojadas de isolamento, estanhadas e soldadas com segurança às pontas. Cálculo do estrangulamento do filtro de corrente de soldagem O indutor L1 (ver Fig. 1 e 5) suaviza a corrente de soldagem. Durante a ação do pulso de tensão secundário, a corrente nele aumenta linearmente. Durante a pausa entre os pulsos, diminui linearmente. A amplitude da pulsação da corrente, numa primeira aproximação, não depende do seu valor médio - a corrente de soldagem. No valor mínimo deste último, a corrente no indutor e no circuito de soldagem cai a zero ao final do período. Esta é exatamente a situação mostrada na Fig. 9.
Uma nova diminuição no valor médio da corrente leva a uma violação da continuidade do seu fluxo - durante alguma parte do período a corrente é zero, o que leva à instabilidade e extinção do arco. Encontramos a relação entre a amplitude e os valores médios de uma corrente triangular a partir da condição de igualdade das áreas do triângulo formado pela curva da corrente e pelo eixo do tempo, e do retângulo com altura icp, construído no mesmo eixo ( sombreado na figura). O comprimento das bases de ambas as figuras é igual ao período de oscilação. Por isso,
Na corrente mínima de soldagem ist. min=5 Uma queda de tensão através do arco Ud. min pode ser considerado igual a 18 V [6]. Considerando que
encontre a indutância mínima exigida do indutor
O enrolamento do indutor deve suportar a corrente máxima de soldagem ICV. Máx. Tomando, como para o transformador, o fator de preenchimento da janela kо=0,25 e a densidade de corrente J=4 A/mm2, determinamos o número máximo possível de voltas do enrolamento do indutor
Conhecendo a seção transversal do núcleo magnético Sc e o coeficiente de seu preenchimento com aço kс, é possível para uma dada indução B no núcleo magnético determinar a ligação de fluxo do enrolamento indutor
Substituindo (4) aqui, temos
Dado que
encontre a indutância do indutor
e o produto SCSo para seu circuito magnético
Para evitar a saturação, o circuito magnético deve ter um gap não magnético, devido ao qual a indução varia de quase zero a W. Supondo que o circuito magnético do indutor seja ideal e todos os amperes-espiras do enrolamento sejam aplicados ao gap não magnético, determinamos o comprimento do último b, mm:
de onde
De (5), (6) e (9) obtemos uma fórmula para calcular a indutância real do indutor:
Como com uma corrente de soldagem superior ao mínimo, a amplitude das pulsações do fluxo magnético no núcleo magnético do indutor é insignificante em comparação com o seu valor médio, o núcleo magnético é geralmente feito de aço elétrico, para o qual a indução máxima é Vm-1 T. Tomando o coeficiente de preenchimento da seção com aço ks=0,9, de (7) encontramos
Para o indutor escolheremos um circuito magnético de fita padrão ШЛ25х32 com Sckc=6,56 cm2, So=16 cm2 e SCSo=125 cm4. Usando a fórmula (4), determinamos o número de voltas
Usando a fórmula (8), calculamos o comprimento da lacuna não magnética
Essa folga será proporcionada por duas gaxetas não magnéticas de 1 mm de espessura, instaladas entre as extremidades das metades do circuito magnético. Seção transversal do fio do enrolamento de estrangulamento
O fio pode ser maciço ou montado a partir de 147 fios com diâmetro de 0,55 mm. Usando a fórmula (10), verificamos a indutância resultante do indutor
Excede o valor mínimo calculado acima. Cálculo do transformador de corrente Na fig. 10 mostra um diagrama do nó para gerar um sinal de realimentação de corrente.
O enrolamento primário do transformador de corrente T2 é um pino de latão com diâmetro de 8...10 mm, conectando a saída do inversor ao transformador de potência TZ (Fig. 1). “Penetrando” na placa de controle, o pino passa pela janela do circuito magnético do transformador T2 ali instalado. O enrolamento secundário enrolado no núcleo magnético consiste em dez voltas, portanto o coeficiente de transformação KT2 = 0,1. Durante o curso direto do inversor, a corrente do enrolamento secundário do transformador T2 flui através do diodo VD2 e de uma derivação de seis resistores R3-R8 conectados em paralelo de 2,2 Ohms cada. Do shunt, o sinal de feedback de corrente entra na unidade de controle, onde é usado para formar uma carga acentuada característica do IIST e para proteger o dispositivo contra sobrecargas de corrente. Durante o curso reverso, a polaridade da tensão no enrolamento secundário do transformador T2 fecha para o diodo VD2 e abre para VD1. Este último está aberto e a corrente de desmagnetização do circuito magnético do transformador flui através dos resistores R1, R2 conectados em paralelo. Como sua resistência total é maior que a dos resistores R3-R8, é garantido que o circuito magnético terá tempo para desmagnetizar durante o curso reverso. O valor efetivo da corrente do enrolamento secundário do transformador T2
Tomando a densidade de corrente no enrolamento secundário do transformador de corrente J = 5 A/mm2, encontramos o diâmetro do seu fio usando a fórmula
Na frequência de 30 kHz não é recomendado o uso de fio com diâmetro superior a 0,7 mm, portanto enrolaremos o enrolamento com fio Litz a partir de três fios com diâmetro de 0,55 mm. Como os circuitos de controle consomem pouca energia, o núcleo magnético do transformador T2 é selecionado por razões de projeto, sendo a principal delas o diâmetro do pino que forma o enrolamento primário. Uma ferrite de anel com um furo com diâmetro de pelo menos 12...14 mm é adequada, por exemplo, K32x 16x8 feita de ferrite 2000NM1. O diâmetro do seu furo é de 16 mm, a área da seção transversal é de 0,64 cm2. Com magnetização unidirecional, a faixa de indução neste circuito magnético não deve exceder 0,1 Tesla. Vamos verificar se esta condição é atendida:
onde UVD2 é a queda de tensão direta no diodo VD2; W2 - número de voltas do enrolamento secundário; Sc - seção transversal do circuito magnético; R - resistência shunt (R3-R8). Como a faixa de indução não excede o valor permitido, o circuito magnético foi escolhido corretamente. CÁLCULO DO TRANSFORMADOR DE Isolamento GALVÂNICO Na Fig. A Figura 11 mostra um diagrama de um modelador de pulso que controla os drivers IGBT do estágio de saída do inversor. Cinco elementos conectados em paralelo do microcircuito DD1 com coletor aberto servem para amplificar a potência dos pulsos de controle. O resistor R3 limita a corrente de magnetização do transformador T1, o circuito de desmagnetização deste último é formado pelo capacitor C3, diodo VD2 e diodo zener VD1.
Os enrolamentos secundários do transformador T1 são carregados com as entradas dos elementos TTL através de resistores com resistência de 470 Ohms (ver Fig. 4), portanto a amplitude dos pulsos retirados dos enrolamentos deve ser de 5 V a uma corrente de aproximadamente 10 mA . Como a amplitude dos pulsos no enrolamento primário é de 15 V, o valor necessário da relação de transformação é 3. A amplitude do pulso de corrente do enrolamento primário será
Com uma corrente tão baixa, o diâmetro do fio do enrolamento não precisa ser calculado, pois dá valores não superiores a 0,1 mm. Escolheremos um fio com base em considerações de projeto com diâmetro de 0,35 mm. Potência condicional do transformador T1
Pela fórmula (3) encontramos
O fator de preenchimento da janela do circuito magnético ko é considerado igual a 0,05 com base na necessidade de garantir um bom isolamento entre enrolamentos. Para o transformador T1, escolhemos um núcleo magnético em anel K16x10x3 feito de ferrita 2000NM1, em que Sc = 0,09 cm2, So = 0,785 cm2, ScSo = 0,07 cm4. EMF de uma volta enrolada neste circuito magnético:
Número de voltas dos enrolamentos primários e secundários:
UNIDADE DE CONTROLE A unidade de controle (CU) gera pulsos que, através do driver (ver Fig. 4), controlam os transistores do inversor single-ended direto. Eles regulam e mantêm os valores definidos da corrente de soldagem, ao mesmo tempo que formam a característica de queda de carga externa do IIST, ideal para soldagem, devido à modulação por largura de pulso (PWM) - alterando o ciclo de trabalho dos pulsos. A unidade de controle descrita também implementa funções para proteger a fonte e seus elementos contra superaquecimento e sobrecargas que ocorrem sob condições de mudanças bruscas de carga. A base da unidade de controle - o controlador PHI Siemens TDA4718A - contém todos os componentes analógicos e digitais necessários para uma fonte de alimentação chaveada e pode ser usada para controlar transformadores push-pull, meia ponte e ponte, bem como ciclo único inversores reverso e direto. A estrutura interna do controlador TDA4718A é mostrada na Fig. 12.
O oscilador controlado por tensão (VCO) G1 gera pulsos cuja frequência depende da tensão em sua entrada de controle. O valor médio do intervalo de mudança de frequência é definido escolhendo os valores do resistor RT e do capacitor St. O discriminador de fase (PD) UI1 é usado para sincronizar o VCO com uma fonte de pulso externa. Caso a sincronização não seja necessária, os mesmos pulsos VCO são aplicados à segunda entrada do PD e à primeira, conectando os pinos 5 e 14 do microcircuito para esse fim. A saída FD é conectada à entrada de controle do VCO e ao pino 17 do microcircuito. Um capacitor de filtro externo Sf está conectado a este último. O gerador de tensão de rampa (RVG) G2 é acionado por pulsos VCO. A tensão dente de serra é fornecida à entrada inversora do comparador A1. A inclinação da “serra” depende da capacitância do capacitor CR e da corrente no circuito de saída 2 do microcircuito. A capacidade de controlar a inclinação pode ser usada, por exemplo, para compensar a instabilidade da tensão de alimentação. Cada pulso VCO define o gatilho de desligamento D2 para o estado de registro. 1 na saída, permitindo assim a abertura dos transistores VT1 e VT2. Porém, apenas um deles pode abrir por vez, pois o trigger de contagem D1 muda de estado com base nas quedas dos pulsos de VCO. Os sinais de saída dos comparadores A1 ou A6 resetam o gatilho D2, o que leva ao fechamento do transistor aberto. O comparador A1 possui uma entrada inversora e (ao contrário dos comparadores convencionais) duas entradas não inversoras. Assim que o valor instantâneo da “serra” na entrada inversora exceder o menor dos níveis de tensão fornecidos às entradas não inversoras, o sinal da saída do comparador zera o gatilho D2. Assim, a duração dos pulsos nas saídas do controlador PHI depende da tensão aplicada ao pino 4 do microcircuito - uma das entradas não inversoras do comparador A1. A segunda entrada não inversora deste comparador é usada no sistema de partida lenta ("suave") do controlador. Depois de ligar a energia, o capacitor Css é descarregado e carregado por uma corrente de 15 μA fluindo do pino 6. O nível inferior da tensão dente de serra na entrada inversora do comparador A1 é 1,8 V. A partir deste valor de tensão no capacitor Css, pulsos aparecem na saída do comparador. À medida que o capacitor é carregado, sua duração e, com ela, a duração do estado aberto dos transistores VT1, VT2, aumenta. Assim que a tensão no capacitor Css ultrapassar a tensão fornecida à segunda entrada não inversora do comparador, a partida “suave” é concluída, então a duração dos pulsos depende da tensão no pino 4 do microcircuito. O comparador A2 é ligado de forma a limitar a tensão no capacitor Css a 5 V. Como a tensão na saída do GPG pode chegar a 5,5 V, definindo a inclinação apropriada da “serra”, você pode definir o duração máxima do estado aberto dos transistores de saída do controlador. Se o nível lógico na saída do gatilho D3 for baixo (um erro foi detectado), a abertura dos transistores de saída do controlador é proibida e o capacitor Css é descarregado pela corrente de 15 μA fluindo para o pino 2. Depois de algum tempo, quando a tensão no capacitor Css cair para o limite de operação do comparador A3 (1,5 V), o gatilho D3 receberá um sinal para definir a saída para um nível alto. Mas o flip-flop só pode entrar neste estado se os níveis em todas as quatro entradas R forem altos. Este recurso permite manter os transistores VT1 e VT2 fechados até que todos os motivos de bloqueio do controlador sejam eliminados. Os sensores de erro são comparadores A4-A7, bem como um sensor de corrente de carga embutido no estabilizador de tensão de referência U1 com limite de resposta de 10 mA. Os comparadores A4 e A5 enviam sinais que colocam o gatilho D3 em estado de erro se a tensão na entrada do primeiro (pino 7) for maior e na entrada do segundo (pino 6) for menor que a tensão de referência de 1 V gerado pelo estabilizador U2,5.O comparador A7 é acionado quando a tensão cai na alimentação do microcircuito para 10,5 V. Para corrigir o erro, basta acionar um dos comparadores nomeados. O comparador A6 ocupa uma posição especial. Ele foi projetado para limitar dinamicamente a corrente nos circuitos do inversor. Ambas as entradas do comparador são conectadas aos pinos externos do microcircuito, e sua saída é conectada à entrada de reset do gatilho D2. A operação do comparador A6 leva ao fechamento imediato do transistor de saída atualmente aberto, e o modo normal será restaurado (desde que a causa da operação de proteção seja eliminada) com o próximo pulso de VCO sem uma partida “suave”. O esquema BU é mostrado na fig. 13.
Os nós do sensor de corrente discutidos anteriormente (ver Fig. 10) e o modelador de pulso de saída (ver Fig. 11) não são mostrados nele. Apenas uma das duas saídas do controlador DA5 PHI é utilizada na unidade de controle. Como o controlador é push-pull, o ciclo de trabalho dos pulsos em uma saída em nenhuma circunstância excede 0,5, o que é necessário para a operação normal de um inversor de ciclo único. Para alimentar a unidade de controle são utilizados dois enrolamentos do transformador T1 (ver Fig. 1) com tensão de 20 V cada. A tensão alternada do enrolamento II é fornecida à ponte de diodos VD1, e a tensão negativa retificada e suavizada pelo capacitor C1 é fornecida à entrada do estabilizador DA1, de cuja saída uma tensão estabilizada de -15 V é removida para alimentar os microcircuitos CU. Um multiplicador de tensão usando diodos VD3-VD6 é conectado ao mesmo enrolamento II, fornecendo uma tensão não regulada de 100 V fornecida ao circuito de soldagem quando o arco não está queimando. A tensão alternada do enrolamento III do transformador T1 (ver Fig. 1) através do filtro L2L3C29C30, que protege contra ruído de impulso, é fornecida à ponte de diodos VD26 e depois através do diodo VD27 ao estabilizador DA6. Uma tensão de 15 V é removida da saída deste último para alimentar os microcircuitos CU; também serve como entrada para o estabilizador DA7, cuja tensão de 5 V da saída alimenta o microcircuito TTL do modelador de pulso de saída (ver Figura 11). A tensão retificada pela ponte VD26 é fornecida através de um divisor de tensão aos resistores R45-R48 e às entradas dos comparadores A4 e A5 do controlador DA5. Isso garante que o IIST seja bloqueado quando a tensão da rede ultrapassar os limites permitidos. Ao ajustar o resistor de sintonia R48, garante-se que isso ocorra quando a tensão sai da faixa de 205...242 V. Os capacitores C24 e C25 servem como proteção adicional contra ruído de impulso. O comparador no amplificador operacional DA2.1 compara a tensão no capacitor de partida “suave” C26 com a tensão de referência no pino 10 do controlador. Se o controlador estiver funcionando, a tensão no capacitor é maior que o padrão (2,5 V), a tensão negativa da saída do amplificador operacional DA2.1 transistor VT3 está fechada, o LED HL1 (ver Fig. 1) não acende. Caso contrário, o comparador DA2.1 entra em estado estável, graças ao feedback positivo através do resistor R15 e do diodo VD14, com tensão positiva na saída, abrindo o transistor VT3. O LED HL1 aceso (ver Fig. 1) sinaliza que o IIST parou de funcionar devido à tensão da rede estar fora dos limites permitidos. No momento em que o IIST é conectado à rede, o nó do amplificador operacional DA2.2 gera um pulso negativo que chega à entrada não inversora do amplificador operacional DA2.1 e proíbe o disparo do alarme até a conclusão do transitório processos e a partida “suave” do inversor. A tensão de 10 V na saída do estabilizador DA8 é ajustada com o resistor de corte R62. A tensão é fornecida à entrada deste estabilizador através de três resistores R55-R57 conectados em paralelo. A queda de tensão entre eles é proporcional à corrente consumida pelo estabilizador e sua carga. Se o seu valor for inferior a aproximadamente 7 mA, a tensão na saída do amplificador operacional DA4.2 torna-se negativa, o que leva a uma diminuição para zero (graças aos diodos VD30, VD31) da tensão no pino 4 do DA5 PHI controlador e bloqueando o último. Desta forma, é controlada a ligação ao IIST de um painel de controlo remoto, que permite regular a corrente de soldadura desde o local de trabalho do soldador. Se o controle remoto não estiver conectado ou estiver com defeito, uma diminuição de 5 mA na corrente consumida pelo circuito de 10 V causada pelo desligamento do resistor variável R2 (ver Fig. 1) não será compensada pela corrente consumida pelo controle remoto controle, o que levará ao acionamento da proteção. A chave S1 é mostrada no diagrama para uma melhor compreensão do funcionamento do dispositivo. Ele substitui condicionalmente os contatos de um relé localizado fora da placa de controle, que muda o IIST para controle remoto. A tensão da saída do sensor de corrente (ver Fig. 10) através do filtro R43C21 é fornecida ao pino 8 do controlador DA5 - uma das entradas do seu comparador A6. A segunda entrada do comparador (pino 9) é alimentada com uma tensão de 38 V do divisor resistivo R40R1,7. A proteção dinâmica de corrente é acionada após a corrente dos transistores do inversor exceder 45 A. A unidade de armazenamento de proteção de corrente é montada no amplificador operacional DA3.4. O divisor de tensão R25VD19R26 define seu limite de resposta, correspondente à corrente dos transistores de potência do inversor de aproximadamente 50 A. Desde que este valor não seja ultrapassado, o diodo VD21 está aberto, a tensão na entrada inversora do amplificador operacional DA3.4 .15 e o capacitor C20 é igual ao limite. Os diodos VD24 e VDXNUMX estão fechados e o inversor não tem nenhum efeito na operação do IIST. Se o limite for excedido, um pulso negativo será gerado na saída do amplificador operacional DA3.4, que descarregará parcialmente o capacitor C34 através do resistor R16. A duração do pulso depende da constante de tempo do circuito R32C15. Se ocorrerem sobrecargas de corrente com muita frequência, o capacitor C16 descarregará tanto que o diodo VD24 abrirá. Isso levará a uma diminuição da tensão no pino 9 do controlador DA5 e a uma diminuição temporária no limite de resposta da proteção de corrente dinâmica. Além da unidade de proteção de corrente, a tensão da saída do sensor de corrente dos transistores de potência do inversor (ver Fig. 10) é fornecida ao sistema para ajuste e estabilização da corrente de soldagem. Através do amplificador inversor no amplificador operacional DA3.1, circuito VD16C13 e resistor R22, ele é fornecido à entrada do amplificador operacional DA3.2 e aqui é somado algebricamente com o resistor variável R2 vindo do motor (ver Fig. 1) ou o controle remoto. O sinal de erro amplificado pelo amplificador operacional DA3.2 é aplicado ao pino 3.3 do controlador DA28 - a entrada de seu comparador A29 - através de um seguidor inversor no amplificador operacional DA22, um divisor de tensão R4R5 e um diodo VD1. O diodo Zener VD17 não permite valores de tensão positivos na saída do amplificador operacional DA3.2 e limita os negativos no nível de -10 V. Usando o resistor de corte R37, uma tensão de 4 V é ajustada no pino 5 do controlador DA1,8, correspondendo à duração mínima dos pulsos de saída. Os resistores trimmer R42 e R44 regulam a frequência e o ciclo de trabalho dos pulsos do controlador PHI. A unidade no amplificador operacional DA4.1 aumenta automaticamente a frequência quando a corrente de soldagem é inferior a 25...30 A para evitar interrupção da corrente no circuito de soldagem. Isso permite reduzir a indutância e, portanto, o tamanho e o peso do indutor L1 (ver Fig. 1). A frequência é aumentada fornecendo corrente adicional através do diodo zener VD23, resistor R39 e diodo VD25 ao circuito de ajuste de frequência do controlador DA5. Se nenhuma medida for tomada, na ausência de carga (quando o arco é extinto), a tensão na saída do IIST como resultado da influência da indutância parasita do transformador e da instalação pode aumentar para um valor perigoso. Portanto, a parte inversora do IIST é desligada neste modo, e uma tensão “standby” do multiplicador acima mencionado nos diodos VD1-VD2 é aplicada aos eletrodos de soldagem através do resistor R3 e do diodo VD6. Enquanto a tensão no circuito de soldagem exceder a tensão total de estabilização dos diodos zener VD8 e VD9, o transistor VT1 estará aberto e desviará do LED do optoacoplador U1. O transistor optoacoplador está fechado e o VT2 está aberto e mantém (através do diodo VD13) tensão quase zero no pino 4 do controlador DA5 PHI, bloqueando este último. Quando os eletrodos de soldagem são fechados, a tensão entre eles cai, com isso o transistor VT1, fechando, permite que a corrente flua pelo LED do optoacoplador U1. A abertura resultante do transistor optoacoplador U1 leva ao fechamento do transistor VT2 e do diodo VD13. Neste estado, o controlador PHI opera normalmente até que a tensão entre os eletrodos de soldagem exceda novamente aproximadamente 40 V e o controlador PHI seja bloqueado novamente. Isto ocorre no final da sessão de soldagem como resultado de um aumento significativo no comprimento do intervalo do arco. A extinção forçada do arco limita o seu comprimento máximo, eliminando ao mesmo tempo a necessidade de aumentar excessivamente a potência de saída do IIST. O regime de temperatura dos poderosos transistores do inversor é controlado usando um conversor de temperatura para corrente VK1 montado em seu dissipador de calor (ver Fig. 1). Uma tensão proporcional à temperatura do dissipador de calor é removida do resistor R67 e fornecida a dois comparadores - amplificador operacional DA4.3 e DA4.4. O capacitor C38 filtra a interferência. Os limites operacionais dos comparadores são definidos pelo divisor de tensão resistivo R64, R69-R71. Quando o limite correspondente à temperatura de +50 °C é excedido, a tensão negativa da saída do amplificador operacional DA4.4 através do resistor R73 abre o transistor VT4. O relé K2 (ver Fig. 1) é acionado ligando o ventilador da unidade. Se a temperatura continuar subindo e atingir +85 °C, a tensão negativa da saída do amplificador operacional DA4.3 através do diodo VD18 entra no circuito de controle da corrente de soldagem, reduzindo-a para 5 A. Após os transistores esfriarem e seu calor for removido, a operação normal do IIST será automaticamente restaurada. Os núcleos magnéticos das bobinas L1-L3 são anéis de ferrite com diâmetro externo de 10 mm e permeabilidade magnética inicial de 1000...2000. Os enrolamentos são enrolados em uma camada, volta a volta, com fio de instalação isolado comum com seção transversal de 0,1 mm2. Literatura
Autor: V.Volodin, Odessa, Ucrânia
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