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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Reguladores de tensão do transistor com proteção contra sobrecarga
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Protetores contra surtos Parece que tudo foi escrito sobre estabilizadores de tensão contínua. No entanto, o desenvolvimento de um estabilizador confiável e não muito complexo (não mais que três ou quatro transistores), especialmente com corrente de carga aumentada, é uma tarefa bastante séria, porque um dos primeiros lugares é a exigência de proteção confiável dos transistores de controle. de sobrecarga. Neste caso, é desejável que após eliminar a causa da sobrecarga, o funcionamento normal do estabilizador seja restaurado automaticamente. O desejo de atender a esses requisitos muitas vezes leva a uma complicação significativa do circuito estabilizador e a uma diminuição notável em sua eficiência. O autor deste artigo está tentando encontrar a solução ideal, em sua opinião. Antes de procurar a solução ótima, vamos analisar as características de carga Uout = f(Iout) dos estabilizadores de tensão feitos de acordo com os circuitos mais comuns. Para o estabilizador descrito em [1], quando sobrecarregado, a tensão de saída Uout diminui rapidamente para zero. Porém, a corrente não diminui e pode ser suficiente para danificar a carga, e a potência dissipada pelo transistor de controle às vezes excede o limite permitido. Em [2], um estabilizador semelhante é complementado com proteção de gatilho. Quando sobrecarregado, não apenas a tensão de saída diminui, mas também a corrente. Porém, a proteção não é suficientemente eficaz, pois opera somente após a tensão de saída cair abaixo de 1 V e, sob algumas condições, não elimina a sobrecarga térmica do transistor de controle. Para retornar tal estabilizador ao modo de operação, é necessário desligar quase completamente a carga, o que nem sempre é aceitável, principalmente para um estabilizador que serve como parte integrante de um dispositivo mais complexo. Proteção do estabilizador, cujo diagrama é mostrado na Fig. 1, dispara já com uma ligeira diminuição na tensão de saída causada por uma sobrecarga. As classificações dos elementos do circuito são fornecidas para uma tensão de saída de 12 V em duas versões: sem colchetes se VD1 for D814B e entre colchetes se for KS139E. Uma breve descrição da operação de tal estabilizador está disponível em [3].
Seus bons parâmetros são explicados pelo fato de que todos os sinais necessários são formados a partir de uma tensão de saída estabilizada, e ambos os transistores (regulando VT1 e controlando VT2) operam em modo de amplificação de tensão. As características de carga medidas experimentalmente deste estabilizador são mostradas na Fig. 2 (curvas 3 e 4).
Se a tensão de saída se desviar do valor nominal, seu incremento através do diodo zener VD1 é transmitido quase completamente ao emissor do transistor VT2. Se você não levar em consideração a resistência diferencial do diodo zener, ΔUе - ΔUout. Este é um sinal de sistema operacional negativo. Mas o aparelho também tem um lado positivo. É criado por parte do incremento de tensão de saída fornecido à base do transistor através do divisor de tensão R2R3:
O feedback total no modo de estabilização é negativo, o sinal de erro é o valor
que em valor absoluto é maior, menor é o R3 comparado ao R2. A redução desta relação tem um efeito benéfico no coeficiente de estabilização e na resistência de saída do estabilizador. Considerando que
O diodo Zener VD1 deve ser selecionado para a tensão de estabilização de saída máxima possível, mas menor. Se você substituir o resistor R3 por dois diodos conectados no sentido direto e conectados em série (como proposto, por exemplo, em [4]), os parâmetros do estabilizador irão melhorar, já que o lugar de R3 nas expressões para ΔUb e ΔUbe será tomada pela pequena resistência diferencial dos diodos abertos. No entanto, tal substituição leva a alguns problemas quando o estabilizador entra no modo de proteção. Vamos nos concentrar neles a seguir, mas por enquanto deixaremos o resistor R3 no mesmo lugar. No modo de estabilização, a queda de tensão no resistor R1 permanece praticamente inalterada. A corrente que flui através deste resistor é a soma da corrente do diodo zener VD1 e da corrente do emissor do transistor VT2, que é quase igual à corrente de base do transistor VT1. À medida que a resistência da carga diminui, o último componente da corrente que flui através de R1 aumenta, e o primeiro (corrente do diodo zener) diminui até zero, após o qual o aumento na tensão de saída não é mais transmitido ao emissor do transistor VT2 através do zener diodo. Como resultado, o circuito de feedback negativo é interrompido e o circuito de feedback positivo, que continua a operar, leva a um fechamento semelhante a uma avalanche de ambos os transistores e ao corte da corrente de carga. A corrente de carga, acima da qual a proteção é acionada, pode ser estimada usando a fórmula
onde h21e é o coeficiente de transferência de corrente pelo transistor VT1. Infelizmente, h21e tem uma grande dispersão de instância de transistor para instância de transistor, dependendo da corrente e da temperatura. Portanto, o resistor R1 geralmente precisa ser selecionado durante a configuração. Em um estabilizador projetado para alta corrente de carga, a resistência do resistor R1 é pequena. Como resultado, a corrente através do diodo zener VD1 aumenta tanto quando a corrente de carga diminui que é necessário usar um diodo zener de potência aumentada. A presença nas características de carga (ver curvas 3 e 4 na Fig. 2) de seções de transição relativamente estendidas entre os modos de operação e proteção (observe que essas seções são as mais pesadas do ponto de vista do regime térmico do transistor VT1) é explicado principalmente pelo fato de o desenvolvimento do processo de comutação ser impedido pela realimentação negativa local através do resistor R1. Quanto menor a tensão estabilização do diodo zener VD1, quanto maior, ceteris paribus, o valor do resistor R1 e mais “atrasada” é a transição do modo operacional para o modo de proteção do estabilizador. Esta conclusão, assim como a feita anteriormente, sobre a conveniência de usar um diodo zener VD1 com a maior tensão de estabilização possível é confirmada experimentalmente. A tensão de saída do estabilizador de acordo com o circuito mostrado na Fig. 1, com um diodo zener D814B (Ust = 9 V), comparado a um diodo zener KS139E semelhante (UCT = 3,9 V), é significativamente menos dependente da carga e muda mais “ingrememente” para o modo de proteção quando sobrecarregado. É possível reduzir e até eliminar completamente a seção de transição da característica de carga do estabilizador adicionando-lhe um transistor VT3 adicional, conforme mostrado na Fig. 3.
No modo de operação, este transistor está saturado e praticamente não tem efeito no funcionamento do estabilizador, piorando apenas ligeiramente a estabilidade da temperatura da tensão de saída. Quando, em decorrência de uma sobrecarga, a corrente do diodo zener VD1 tende a zero, o transistor VT3 entra no estado ativo e depois fecha, criando condições para o acionamento rápido da proteção. Neste caso, não há seção de transição suave da característica de carga (ver curva 1 na Fig. 2). Os diodos VD2 e VD3 em modo de operação estabilizam a tensão com base no transistor VT2, o que ajuda a melhorar os parâmetros básicos do estabilizador. Porém, sem um transistor VT3 adicional, isso afeta negativamente a proteção, pois enfraquece o componente positivo do SO. A mudança para o modo de proteção neste caso é muito retardada e ocorre somente após a tensão de carga ter diminuído para um valor próximo daquele suportado pelos diodos VD2 e VD3 baseados no transistor VT2 (ver curva 2 na Fig. 2). Os estabilizadores considerados apresentam uma desvantagem significativa para muitas aplicações: eles permanecem em estado de proteção após eliminar a causa da sobrecarga e muitas vezes não entram no modo de operação quando a tensão de alimentação é aplicada com uma carga conectada. Existem várias maneiras de iniciá-los, por exemplo, utilizando um resistor adicional instalado paralelamente à seção coletor-emissor do transistor VT1, ou (como proposto em [4]) “alimentando” a base do transistor VT2. O problema é resolvido por um compromisso entre a confiabilidade da partida sob carga e a magnitude da corrente de curto-circuito, o que nem sempre é aceitável. As variantes de unidades de lançamento consideradas em [5] e [6] são mais eficazes, mas complicam o estabilizador como um todo. Um método menos comum, mas interessante, para remover o estabilizador do modo de proteção é proposto em [7]. Está no fato de que um gerador de pulsos especialmente projetado abre periodicamente à força o transistor regulador, colocando o estabilizador em modo de operação por algum tempo. Se a causa da sobrecarga for eliminada, ao final do próximo impulso a proteção não funcionará novamente e o estabilizador continuará operando normalmente. A potência média dissipada pelo transistor de controle durante a sobrecarga aumenta ligeiramente. Na Fig. A Figura 4 mostra um diagrama de uma das opções possíveis para um estabilizador operando segundo este princípio. Difere daquele descrito em [7] pela ausência de uma unidade separada - um gerador de pulsos. Quando sobrecarregado, o estabilizador entra em modo oscilatório devido ao circuito de realimentação positiva, que é fechado através do capacitor C1. O resistor R3 limita a corrente de carga do capacitor e R4 serve como carga do gerador quando a carga externa está fechada.
Na ausência de sobrecarga após a aplicação da tensão de alimentação, o estabilizador é acionado graças ao resistor R2. Como o capacitor C1 é desviado por um diodo aberto VD2 e resistores R3-R5 conectados em série, as condições de autoexcitação não são atendidas e o dispositivo opera de forma semelhante ao discutido anteriormente (ver Fig. 1). Durante a transição do estabilizador para o modo de proteção, o capacitor C1 atua como booster, acelerando o desenvolvimento do processo. O circuito equivalente do estabilizador em modo de proteção é mostrado na fig. 5.
Quando a resistência de carga Rн é igual a zero, o terminal positivo do capacitor C1 é conectado através do resistor R4 ao fio comum (menos da fonte de tensão de entrada). A tensão à qual o capacitor foi carregado no modo de estabilização é aplicada à base do transistor VT2 em polaridade negativa e mantém o transistor fechado. O capacitor é descarregado pela corrente i1. corrente através dos resistores R3-R5 e diodo aberto VD2. Quando a tensão na base de VT1 exceder -0,7 V, o diodo VD2 fechará, mas a recarga do capacitor continuará com a corrente i2 fluindo através do resistor R2. Ao atingir uma pequena tensão positiva na base do transistor VT2, este último, e com ele o VT1, começará a abrir. Devido ao feedback positivo através do capacitor C1, ambos os transistores abrirão completamente e permanecerão neste estado por algum tempo até que o capacitor seja carregado com a corrente i3 quase até a tensão Uin, após o que os transistores fecharão e o ciclo se repetirá. Com aqueles indicados no diagrama da Fig. Classificações de 5 elementos, a duração dos pulsos gerados é de alguns milissegundos, o período de repetição é de 100...200 ms. A amplitude dos pulsos de corrente de saída no modo de proteção é aproximadamente igual à corrente de operação da proteção. O valor médio da corrente de curto-circuito medido com um miliamperímetro com mostrador é de aproximadamente 30 mA. À medida que a resistência de carga RH aumenta, chega um momento em que, com os transistores VT1 e VT2 abertos, o feedback negativo “supera” o feedback positivo e o gerador novamente se transforma em um estabilizador de tensão. O valor de RH no qual ocorre uma mudança de modos depende principalmente da resistência do resistor R3. Se seus valores forem muito pequenos (menos de 5 Ohms), aparece histerese na característica de carga e, com resistência zero R3, a estabilização da tensão é restaurada apenas com uma resistência de carga superior a 200 Ohms. Um aumento excessivo na resistência do resistor R3 leva ao aparecimento de uma seção de transição na característica de carga. A amplitude dos pulsos de polaridade negativa baseados no transistor VT2 atinge 10 V, o que pode levar à falha elétrica da seção base-emissor deste transistor. Porém, a quebra é reversível e sua corrente é limitada pelos resistores R1 e R3. Não interfere no funcionamento do gerador. Ao escolher o transistor VT2, também é necessário levar em consideração que a tensão aplicada à sua seção coletor-base atinge a soma das tensões de entrada e saída do estabilizador. Em equipamentos operacionais, a saída do estabilizador de tensão geralmente é desviada por um capacitor (C2, mostrado na Fig. 4 com uma linha tracejada). Sua capacidade não deve exceder 200 μF. A limitação se deve ao fato de que durante uma sobrecarga que não é acompanhada de um curto-circuito completo na saída, este capacitor entra no circuito de realimentação positiva do gerador. Na prática, isso se expressa no fato de o gerador “dar partida” apenas com sobrecarga significativa, e a histerese aparecer na característica da carga. A resistência do resistor R4 deve ser tal que a queda de tensão durante o pulso seja suficiente para abrir o transistor VT2 (-1 V) e garantir que as condições de autogeração sejam atendidas com resistência de carga zero. Infelizmente, no modo de estabilização este resistor apenas reduz a eficiência do dispositivo. Para uma operação precisa da proteção, é necessário que, em qualquer corrente de carga permitida, a tensão de entrada mínima (incluindo ondulação) do estabilizador permaneça suficiente para sua operação normal. Ao testar todos os estabilizadores discutidos acima com uma tensão de saída nominal de 12 V, a fonte de alimentação foi uma ponte retificadora de diodo de 14 V com um capacitor de 10000 μF na saída. A tensão de ondulação na saída do retificador, medida com um milivoltímetro VZ 38, não excedeu 0,6 V. Se necessário, a natureza pulsada da proteção pode ser usada para indicar o status do estabilizador, incluindo som. Neste último caso, quando sobrecarregado, serão ouvidos cliques com frequência de repetição de pulso. Na Fig. A Figura 6 mostra um diagrama de um estabilizador mais complexo com proteção de pulso, que é amplamente desprovido das desvantagens discutidas na primeira parte do artigo (ver Fig. 4). Sua tensão de saída é de 12 V, a resistência de saída é de 0,08 Ohm, o coeficiente de estabilização é de 250, a corrente operacional máxima é de 3 A, o limite de proteção é de 3,2 A, a corrente de carga média no modo de proteção é de 60 mA. A presença de um amplificador no transistor VT2 permite, se necessário, aumentar significativamente a corrente de operação substituindo o transistor VT1 por um composto mais potente.
O algoritmo de proteção deste estabilizador difere pouco daquele descrito anteriormente. No modo de proteção, os transistores VT2 e VT3 formam um gerador de pulsos com um capacitor C1 de ajuste de frequência. O capacitor C2 suprime a geração parasita de alta frequência. Não há nenhum resistor em série no circuito de saída do estabilizador (semelhante ao R4, veja a Fig. 4) que degrada a eficiência, o resistor R1 serve como carga do gerador. A finalidade dos diodos VD1, VD2 e do transistor VT4 é semelhante aos elementos VD2, VD3 e VT3 no estabilizador conforme circuito mostrado na Fig. 3. O valor do resistor limitador R4 pode variar de dezenas de ohms a 51 kOhms. A saída do estabilizador pode ser contornada com um capacitor com capacidade de até 1000 μF, o que, no entanto, leva ao aparecimento de histerese na característica de carga: no limite de proteção de 3,2 A, o valor medido da corrente de retorno para o modo de estabilização é 1,9 A. Para uma comutação clara dos modos, é necessário que com a diminuição da resistência de carga, a corrente através do diodo zener VD3 pare antes que o transistor VT2 entre na saturação. Portanto, o valor do resistor R1 é escolhido de tal forma que antes a proteção opera, uma tensão de pelo menos 2... permanece entre o coletor e o emissor deste transistor... 3 V. No modo de proteção, o transistor VT2 entra em saturação, como resultado, a amplitude dos pulsos de corrente de carga pode ser 1.2 ...1,5 vezes maior que a corrente de operação da proteção. Deve-se levar em consideração que com uma diminuição significativa na resistência R1, a potência dissipada pelo transistor VT2 aumenta significativamente. A presença do capacitor C1 pode teoricamente levar a um aumento na ondulação da tensão de saída do estabilizador. No entanto, isso não foi observado na prática. A tensão estabilizada de saída é igual à soma das quedas de tensão nos diodos VD1 e VD2, na seção emissor-base do transistor VT4 e na tensão de estabilização do diodo zener VD3 menos a queda de tensão na seção emissor-base do transistor VT3 - aproximadamente 1,4 V a mais que a tensão de estabilização do diodo zener. A corrente de disparo da proteção é calculada usando a fórmula
Graças ao amplificador adicional no transistor VT2, a corrente que flui através do resistor R3 é relativamente pequena, mesmo com correntes de carga calculadas significativas. Isto, por um lado, melhora a eficiência do estabilizador, mas por outro lado, obriga ao uso de um diodo zener capaz de operar em baixas correntes como o VD3. A corrente mínima de estabilização do diodo zener KS6Zh mostrado no diagrama (ver Fig. 211) é de 0,5 mA. Tal estabilizador, além da finalidade a que se destina, pode servir como limitador de descarga da bateria. Para isso, a tensão de saída é ajustada de forma que se a tensão da bateria for menor que o valor permitido, a proteção funcionará, evitando novas descargas. Neste caso, é aconselhável aumentar o valor do resistor R6 para 10 kOhm. Como resultado, a corrente consumida pelo dispositivo no modo operacional diminuirá de 12 para 2,5 mA. Deve-se ter em mente que na iminência do disparo da proteção esta corrente aumenta para aproximadamente 60 mA, mas com a partida do gerador de pulsos o valor médio da corrente de descarga da bateria cai para 4...6 mA. Usando o princípio considerado de proteção de pulso, é possível construir não apenas estabilizadores de tensão, mas também “fusíveis” eletrônicos auto-reparáveis instalados entre a fonte de alimentação e a carga. Ao contrário dos elos fusíveis, esses fusíveis podem ser usados repetidamente sem a preocupação com a restauração após eliminar a causa do desarme. O fusível eletrônico deve resistir a falhas de carga total ou parcial, de curto e longo prazo. Este último ocorre frequentemente com fios de conexão longos, cuja resistência é uma parte perceptível da carga útil. Este caso é mais grave para o elemento de comutação do fusível. Na Fig. A Figura 7 mostra um diagrama de um fusível eletrônico simples de auto-reinicialização com proteção de pulso. O princípio de seu funcionamento é próximo ao estabilizador de tensão descrito acima (ver Fig. 4), mas antes que a proteção seja acionada, os transistores VT1 e VT2 estão em estado de saturação e a tensão de saída é quase igual à de entrada.
Se a corrente de carga exceder o valor permitido, o transistor VT1 sai da saturação e a tensão de saída começa a diminuir. Seu incremento através do capacitor C1 vai até a base do transistor VT2, fechando este último, e com ele VT1. A tensão de saída diminui ainda mais e, como resultado de um processo semelhante a uma avalanche, os transistores VT1 e VT2 estão completamente fechados. Após algum tempo, dependendo da constante de tempo do circuito R1C1, eles abrirão novamente, porém, se a sobrecarga permanecer, eles fecharão novamente. Este ciclo é repetido até que a sobrecarga seja eliminada. A frequência dos pulsos gerados é de aproximadamente 20 Hz quando a carga é ligeiramente superior à carga permitida e 200 Hz quando está completamente fechada. O ciclo de trabalho dos pulsos neste último caso é superior a 100. Quando a resistência da carga aumenta para um valor aceitável, o transistor VT1 entrará em saturação e a geração de pulsos será interrompida. A corrente de operação do "fusível" pode ser determinada aproximadamente pela fórmula
O coeficiente de 0,25, selecionado experimentalmente, leva em consideração que no momento da transição do transistor VT1 do modo de saturação para o modo ativo, seu coeficiente de transferência de corrente é significativamente menor que o nominal. A corrente de operação de proteção medida a uma tensão de entrada de 12 V é de 0,35 A, a amplitude dos pulsos de corrente de carga quando ela está fechada é de 1,3 A. A histerese (a diferença entre as correntes de operação de proteção e a restauração do modo de operação) não foi detectou. Se necessário, capacitores de bloqueio com capacidade total não superior a 200 μF podem ser conectados à saída “fusível”, o que aumentará a corrente de operação para aproximadamente 0,5 A. Se for necessário limitar a amplitude dos pulsos de corrente de carga, um resistor de várias dezenas de ohms deve ser incluído no circuito emissor do transistor VT2 e o valor do resistor R3 deve ser ligeiramente aumentado. Se a carga não estiver totalmente fechada, é possível uma falha elétrica na seção base-emissor do transistor VT2. Isto tem pouco efeito no funcionamento do gerador e não representa perigo para o transistor, uma vez que a carga acumulada no capacitor C1 antes da quebra é relativamente pequena. As desvantagens do “fusível” montado conforme o circuito considerado (Fig. 7) são o baixo rendimento devido ao resistor R3 conectado em série ao circuito de carga e à corrente de base do transistor VT1, que é independente da carga. Este último também é típico de outros dispositivos similares [8]. Ambos os motivos que reduzem a eficiência são eliminados em um “fusível” mais potente com corrente de carga máxima de 5 A, cujo circuito é mostrado na Fig. 8. Sua eficiência excede 90% em mais de dez vezes a faixa de corrente de carga. A corrente consumida quando não há carga é inferior a 0,5 mA.
Para reduzir a queda de tensão no "fusível", um transistor de germânio é usado como VT4. Quando a corrente de carga é menor que o permitido, esse transistor está à beira da saturação. Este estado é suportado por um loop de feedback negativo, que, quando o transistor VT2 está aberto e saturado, é formado pelos transistores VT1 e VT3. A queda de tensão na seção coletor-emissor do transistor VT4 não excede 0,5 V em uma corrente de carga de 1 A e 0,6 V em 5 A. Quando a corrente de carga é menor que a corrente de resposta da proteção, o transistor VT3 está em modo ativo e a tensão entre seu coletor e emissor é suficiente para abrir o transistor VT6, o que garante o estado saturado do transistor VT2 e, em última análise, o estado condutor da chave. VT4. Com o aumento da corrente de carga, a corrente de base do VT3 sob a influência do feedback negativo aumenta e a tensão em seu coletor diminui até o transistor VT6 fechar. Neste momento a proteção é acionada. A corrente de operação pode ser estimada usando a fórmula
onde Req é a resistência total dos resistores R4, R6 e R8 conectados em paralelo. O coeficiente de 0,5, como no caso anterior, é experimental. Quando a carga está fechada, a amplitude dos pulsos da corrente de saída é aproximadamente duas vezes maior que a corrente de operação da proteção. Graças à ação da malha de feedback positivo, que é fechada através do capacitor C2, o transistor VT6, e com ele VT2-VT4, são completamente fechados e o VT5 é aberto. Os transistores permanecem nos estados indicados até que o capacitor C2 seja carregado pela corrente que flui através da seção base-emissor do transistor VT5 e dos resistores R7, R9, R11, R12. Como R12 possui o maior valor dos resistores listados, ele determina o período de repetição dos pulsos gerados - aproximadamente 2,5 s. Após a conclusão do carregamento do capacitor C2, o transistor VT5 fechará, VT6 e VT2-VT4 abrirão. O capacitor C2 descarregará em aproximadamente 0,06 s através do transistor VT6, diodo VD1 e resistor R11. Com carga fechada, a corrente de coletor do transistor VT4 neste momento atinge 8...10 A. Então o ciclo se repetirá. Porém, durante o primeiro pulso após a eliminação da sobrecarga, o transistor VT3 não entrará em saturação e o “fusível” retornará ao modo de operação. É interessante que durante o pulso o transistor VT6 não abre completamente. Isso é evitado pelo circuito de feedback negativo formado pelos transistores VT2, VT3, VT6. Com o valor do resistor R8 (9 kOhm) indicado no diagrama (Fig. 51), a tensão no coletor do transistor VT6 não cai abaixo de 0,3 Uin. A carga mais desfavorável para um “fusível” é uma lâmpada incandescente potente, cuja resistência de um filamento frio é várias vezes menor que a de um filamento aquecido. Um teste realizado com uma lâmpada automotiva de 12 V 32+6 W mostrou que 0,06 s para aquecimento é suficiente e o “fusível”, depois de ligado, entra com segurança no modo de operação. Mas para lâmpadas mais inerciais, a duração e o período de repetição dos pulsos podem ter que ser aumentados com a instalação de um capacitor C2 de classificação mais alta (mas não de óxido). O ciclo de trabalho dos pulsos gerados como resultado dessa substituição permanecerá o mesmo. Não foi escolhido por acaso ser igual a 40. Neste caso, tanto na corrente máxima de carga (5 A) quanto quando a saída do “fusível” está fechada, aproximadamente a mesma e segura potência é dissipada no transistor VT4. O transistor GT806A pode ser substituído por outro da mesma série ou por um poderoso transistor de germânio, por exemplo, P210, com qualquer índice de letras. Se os transistores de germânio não estiverem disponíveis ou for necessário operar em temperaturas elevadas, você também pode usar transistores de silício com h21e>40, por exemplo, KT818 ou KT8101 com qualquer índice de letras, aumentando o valor do resistor R5 para 10 kOhm. Após tal substituição, a tensão medida entre o coletor e o emissor do transistor VT4 não ultrapassou 0,8 V com uma corrente de carga de 5 A. Ao fazer um “fusível”, o transistor VT4 deve ser instalado em um dissipador de calor, por exemplo, uma placa de alumínio medindo 80x50x5 mm. Um dissipador de calor com área de 1,5...2 cm2 também é necessário para o transistor VT3. Ligue o dispositivo pela primeira vez sem carga, e antes de tudo verifique a tensão entre o coletor e o emissor do transistor VT4, que deve ser de aproximadamente 0,5 V. Em seguida, conecte um resistor variável enrolado com resistência de 10...20 Ohms e uma potência de 100 W na saída através de um amperímetro. Reduzindo suavemente sua resistência, coloque o dispositivo no modo de proteção. Usando um osciloscópio, certifique-se de que a mudança de modo ocorra sem processos transitórios prolongados e que os parâmetros dos pulsos gerados correspondam aos indicados acima. O valor exato da corrente de operação da proteção pode ser definido selecionando os resistores R4, R6, R8 (é desejável que seus valores permaneçam os mesmos). Quando a carga está em curto-circuito por um longo período, a temperatura da carcaça do transistor VT4 não deve exceder seu valor permitido. Literatura
Autor: A. Moskvin, Ecaterimburgo
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Comentários sobre o artigo: Gennady Muito obrigado pelo artigo e ATENÇÃO para a pessoa!!!
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