Conversor para alimentar equipamentos domésticos

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Apresentamos aos nossos leitores a descrição de um conversor reserva para alimentação de equipamentos domésticos na ausência de tensão na rede de iluminação. Seu diferencial é a presença de dois estágios de conversão: alta frequência e baixa frequência, o que permitiu reduzir significativamente as dimensões e o peso do aparelho.

Hoje há um interesse crescente no desenvolvimento e fabricação de conversores potentes para alimentar diversos equipamentos domésticos a partir de baterias recarregáveis. Isto se deve em grande parte a dois fatores. Em primeiro lugar, vários tipos de restrições e interrupções no fornecimento de energia, que recentemente se tornaram prática comum em muitas regiões do país. Em segundo lugar, conquistas modernas no campo da produção industrial de componentes eletrônicos especializados para tecnologia de conversores. Estes incluem, em primeiro lugar, poderosos transistores de efeito de campo de alta velocidade com sua inerente facilidade de controle e baixas perdas no estado ligado, bem como uma ampla gama de controladores PWM integrados, que são, na verdade, conversores de chip único unidades de controle. É também importante que recentemente essa base elementar tenha se tornado disponível para o radioamador médio, tanto em termos de gama de produtos como de custo. Como resultado, tornou-se possível desenvolver dispositivos conversores que contêm um pequeno número de peças e ao mesmo tempo possuem características de alta energia e desempenho.

As descrições de tais conversores foram publicadas mais de uma vez nas páginas da Radio [1, 2] e na literatura técnica relevante [3, 4]. Uma característica distintiva desses dispositivos é que todos operam em baixa frequência de conversão (geralmente 50 Hz). Isso se deve à necessidade de garantir que os parâmetros de saída dos conversores correspondam às características de frequência da rede elétrica doméstica, uma vez que existe uma grande classe de aparelhos elétricos que necessitam de tensão de alimentação alternada. Estes incluem, por exemplo, todos os consumidores que contêm um transformador de rede ou vários tipos de motores CA.

Ao mesmo tempo, a escolha de uma baixa frequência de conversão causa certas dificuldades de projeto e operacionais: a fabricação de um poderoso transformador de saída, que determina principalmente os parâmetros de peso e tamanho de todo o dispositivo, e o “zumbido” característico do conversor durante seu funcionamento.

Além disso, os conversores descritos, via de regra, não são equipados com unidades de estabilização da tensão de saída dependendo da potência da carga a eles conectada ou do grau de descarga da bateria de alimentação. Como resultado, são possíveis alterações na amplitude da tensão alternada de saída dentro de uma faixa bastante ampla (até 30...40%), o que nem sempre tem um efeito favorável sobre os consumidores.

Todos os itens acima predeterminaram o projeto do conversor proposto, desenvolvido levando em consideração as desvantagens indicadas inerentes aos dispositivos existentes. Funcionalmente, o conversor consiste em duas partes principais: um poderoso inversor boost de alta frequência com um retificador de saída e um inversor-chave de baixa frequência.

Principais características técnicas

• Potência máxima de saída, W.....200
• Tensão de alimentação de entrada da bateria, V.....12
• Valor efetivo da tensão alternada de saída retangular em toda a faixa de potência, V.....220 ±3
• Frequência da tensão de saída, Hz.....50
• Eficiência do conversor, %.....78
• Dimensões, mm.....200x120x120
• Peso (sem bateria), kg....3,5

O diagrama do dispositivo é mostrado na Fig. 1. O inversor de alta frequência é feito de acordo com o circuito de um conversor push-pull forward usando transistores VT1 -VT4 e transformador T1. As vantagens desta solução incluem baixos níveis de ondulação, melhor aproveitamento dos transistores chaveadores em termos de corrente e maior eficiência do que conversores montados em circuito ponte. Os elementos de amortecimento VD2, VD3, R1, C3 são utilizados para reduzir a amplitude dos surtos de tensão durante a comutação e facilitar a operação dos transistores.

(clique para ampliar)

A proteção do inversor contra sobrecarga ou curto-circuito na saída é baseada no relé de corrente K1 incluído no circuito de alimentação primário. É feito na base de um reed switch com um grupo de contatos de fechamento, colocado no centro de uma bobina de uma ou duas voltas do fio de alimentação proveniente do terminal positivo da bateria. Ao mesmo tempo, a resistência interna desse relé é muito pequena e praticamente não tem efeito na operação do conversor no modo normal. Em caso de sobrecarga, os contatos do interruptor reed fecham, enviando o sinal de proteção correspondente à central do inversor HF A1. A velocidade de resposta da proteção de corrente é de 1...2 ms.

O retificador da tensão de saída é feito segundo um circuito em ponte utilizando diodos VD4-VD7, o que também permite reduzir o nível de ondulação e aumentar a taxa de utilização do transformador de pulso T1. A tensão retificada é fornecida ao filtro de suavização L1C5-C7. O sinal de realimentação de tensão, necessário ao funcionamento da unidade de controle do inversor HF A1, é retirado do divisor de tensão resistivo R3-R5.

A tensão CC estabilizada é fornecida a um inversor-comutador de baixa frequência, feito de acordo com um circuito de ponte completa usando transistores VT5-VT8. A tensão alternada retangular da frequência da rede gerada pela chave é fornecida à carga do conversor. O modo de operação da chave é determinado pela unidade de controle do inversor de baixa frequência A2. Os transistores VT5-VT8 são controlados por drivers idênticos A4-A7, isolados galvanicamente do restante dos componentes do conversor.

O “coração” do inversor HF é o chip controlador PWM KR1156EU2 [5] (análogo estrangeiro - UC3825 da Unitrode [6]), que é projetado especificamente para controlar fontes de alimentação chaveadas push-pull com alta frequência de chaveamento, operando com tensão ou feedback atual.

O diagrama da unidade de controle do inversor HF A1 é mostrado na Fig. 2.

A frequência do oscilador mestre interno do controlador é determinada pelas classificações dos elementos externos - resistor R9 e capacitor C9, e nos valores indicados é de aproximadamente 50 kHz. O sinal dente de serra necessário ao funcionamento, gerado no capacitor C9, é fornecido à entrada RAMP do microcircuito.

A entrada direta IN do amplificador de sinal de erro (EUA) dentro do microcircuito é alimentada com tensão de uma fonte de referência de +5 V. Parte da tensão de saída do inversor, retificada pela ponte de diodos VD4-VD7, do divisor resistivo R3- R5 é fornecido à entrada inversora IN do USO. O ganho do dispositivo na região de baixa frequência depende da resistência dos resistores R10, R11 e é igual a 100. O capacitor C11 é projetado para corrigir a resposta de frequência do amplificador na região de alta frequência para aumentar a estabilidade de todo o sistema de controle de largura de pulso.

A mudança na largura dos pulsos de controle de saída ocorre como resultado da comparação do comparador interno do controlador de tensão dente de serra atuando na entrada RAMP com a tensão de saída do dispositivo.

Os pulsos de controle gerados com frequência de repetição de 25 kHz das saídas OUTA e OUTB são fornecidos aos transistores VT1, VT2 e VT3, VT4, respectivamente.

O capacitor C10 determina a operação da unidade de inicialização “suave” do controlador. No momento em que a energia é ligada, o capacitor começa a carregar da fonte com uma corrente de 9 μA, enquanto o aumento da tensão no pino SS à medida que carrega garante um aumento suave na duração do ciclo operacional do controlador.

Como pode ser visto no diagrama principal (ver Fig. 1), em caso de sobrecarga do conversor, o relé de corrente K1 é acionado, fechando os contatos da chave reed K1.1. Neste caso, o tiristor VS1 abre, fazendo com que o LED “Proteção” HL1 acenda, bem como apareça uma queda de tensão de cerca de 2 V no resistor R8. Esta tensão é aplicada à entrada SD do controlador, colocando-o em modo de bloqueio. As saídas OUTA, OUTB do chip DA1 são comutadas para um estado de alta impedância e os transistores de comutação VT1-VT4 são fechados. Para retornar o dispositivo à condição de operação após eliminar a sobrecarga, será necessário desligar a energia do conversor por um tempo.

O estabilizador paramétrico R12VD8 limita a tensão de alimentação do controlador a 12 V.

A unidade de alimentação do driver A2 é um conversor de pulso de baixa potência feito de acordo com o circuito mostrado na Fig. 3.

Um oscilador mestre é montado nos elementos lógicos DD1.1, DD1.2, gerando pulsos com frequência de repetição de cerca de 100 kHz. Em seguida vem um divisor de frequência por 4, feito nos gatilhos do microcircuito DD2.

Pulsos das saídas inversas dos gatilhos DD2.1, DD2.2 e da saída direta do gatilho DD2.2 são fornecidos aos elementos lógicos DD1.3 e DD1.4. A partir das saídas desses elementos, pulsos de controle gerados com frequência de repetição de aproximadamente 25 kHz são fornecidos aos transistores VT9 e VT10, que comutam a corrente do enrolamento primário do transformador T2.

O diagrama da unidade de controle do inversor de baixa frequência A3 é mostrado na Fig. 4.

O oscilador mestre é montado no temporizador integrado DA2, conectado conforme circuito padrão. A frequência de repetição dos pulsos gerados é determinada pelos elementos C17, R23, R24. Para as classificações indicadas é 100 Hz. O sinal do gerador é alimentado em um divisor de frequência por 2, coletado em um gatilho DD3.1, que serve como modelador de sinal de paráfase. A seguir, a partir do modelador, pulsos com frequência de 50 Hz são fornecidos aos elementos lógicos DD4.1, DD4.2, de cuja saída, através dos transistores VT11, VT12, são fornecidos aos LEDs correspondentes dos optoacopladores do driver ( A4-A7).

Um dispositivo de disparo único montado em um gatilho DD3.2 é projetado para obter uma pausa entre os pulsos de controle. A presença de tal pausa é necessária para evitar a ocorrência de corrente contínua nos ombros da ponte de transistor VT5-VT8. A duração da pausa formada é determinada pelos valores dos elementos C19, R25, R26, e para os indicados no diagrama é de cerca de 1 ms.

Os drivers A4-A7 para controlar os transistores chaveadores VT5-VT8 do inversor de baixa frequência são feitos de acordo com circuitos idênticos na Fig. 5.

O sinal de controle é fornecido ao driver através do optoacoplador de diodo U1, que fornece isolamento galvânico da unidade de controle do inversor LF. A seguir, após o amplificador no transistor VT13, o sinal vai para o estágio de saída complementar VT14VT15, carregado diretamente no circuito de porta do transistor chaveador VT5. O driver é alimentado por um conversor de pulso de baixa potência A2 através de um transformador de isolamento T3 e uma ponte de diodo VD15 com filtro de suavização C21. O circuito R34VD14 limita a tensão máxima na porta do transistor de efeito de campo a 15 V.

Na versão original, o conversor é montado em uma caixa metálica de tamanho adequado - 200x120x120 mm. A aparência do dispositivo é mostrada na Fig. 6.

Todos os componentes funcionais do conversor são montados em placas de circuito impresso separadas, com exceção dos elementos de potência. Atenção especial deve ser dada à topologia de layout da placa de circuito impresso do controlador PWM, tentando evitar a proximidade dos condutores dos circuitos de entrada e saída, e também, se possível, minimizar seu comprimento. Eu recomendo fazer a placa de circuito impresso desta unidade com folha de fibra de vidro dupla-face, usando a folha de um lado como fio comum.

Os elementos combustíveis VT1 - VT4 do inversor de alta frequência, bem como o transformador T1, os capacitores C1, C2 e os elementos de amortecimento VD2, VD3, R1, C3 são montados na parede traseira da caixa, feitos de uma placa sólida de duralumínio com dimensões de 120x120 mm e espessura de 8 mm. A instalação é realizada com fio de cobre (barramento) com seção transversal de 10 mm2. A parede traseira externa é equipada com aletas dispostas verticalmente, de modo que a área efetiva da superfície de trabalho do dissipador de calor resultante é de cerca de 600 cm2. O espaço restante na parede traseira do dispositivo é reservado para terminais para conexão da bateria e fusível FU1. Os transistores VT5-VT8 são equipados com pequenos dissipadores de calor, cada um com uma área de cerca de 50 mm==2.

Em vez dos transistores IRFZ34N (VT1-VT4) indicados no diagrama, IRFZ44, BUZ11, KP723A ou qualquer outro MOSFET com canal n induzido, uma corrente de dreno máxima de pelo menos 35 A, uma tensão máxima de dreno para fonte de pelo menos 55 V e uma resistência de canal aberto não superior a 0,04 Ohm. Em vez de transistores IRF820 (VT5-VT8), é permitido usar IRF830, BUZ90, KP707B1 ou outras estruturas correspondentes com uma corrente de dreno máxima de pelo menos 2 A e uma tensão máxima de dreno-fonte de pelo menos 400 V. Transistores KT972A ( VT9-VT12) são intercambiáveis ​​com KT829A ou composto KT315 +KT815 com qualquer índice de letras. No lugar dos transistores restantes, você pode usar quaisquer transistores bipolares de baixa potência da estrutura apropriada.

Os diodos KD226G (VD4-VD7) podem ser substituídos por KD226D.

Capacitores de óxido C1, C2, C5, C6 - K50-24, K50-27, capazes de operar em circuitos com ondulações de corrente significativas. Os demais capacitores de óxido usados ​​​​no dispositivo são K50-6, K50-16, K53-14A, apolares - qualquer cerâmico, por exemplo, KM-5, KM-6, K10-17.

Chave Q1 - qualquer, projetada para uma corrente nominal de pelo menos 20 A. O relé de corrente K1 é feito com base em uma chave reed KEM-1 ou similar com um par de contatos normalmente abertos, que possui o menor tempo de resposta possível. O interruptor reed é colocado em um tubo cilíndrico de parede fina feito de material não magnético de diâmetro adequado. Um enrolamento de relé contendo uma ou duas voltas é enrolado no tubo. O número exato de voltas é selecionado durante a configuração.

O Choke L1 é feito com base no núcleo magnético B28 feito de ferrite M2000NM. O enrolamento é enrolado na estrutura da bobina até ser preenchido com fio PEV-2 0,9. Durante a montagem, uma junta de material não magnético com 0,1 mm de espessura é colocada entre as partes do circuito magnético. A indutância desse acelerador é de cerca de 1 mH.

O transformador T1 é enrolado em dois núcleos magnéticos de anel K65x40x6 dobrados juntos em ferrite M4000NM. O enrolamento I contém 2x6 voltas de 60 condutores PEV-2 0,35 e o enrolamento II contém 220 voltas de fio PEV-2 0,9. Antes do enrolamento, as arestas vivas do núcleo magnético devem ser arredondadas. O enrolamento II é enrolado primeiro, volta a volta. Em seguida, é colocado o isolamento entre enrolamentos, sobre o qual é colocado o enrolamento I. Para reduzir a indutância de vazamento, ele é enrolado em dois fios (em dois feixes de 60 condutores cada) e distribuído uniformemente ao longo do núcleo magnético. Para o enrolamento primário, pode-se utilizar um feixe formado a partir da trança de blindagem de cobre de um cabo coaxial de seção transversal adequada (5...7 mm2). Para garantir o isolamento entre espiras, o feixe é colocado em um tubo de material isolante (por exemplo, cloreto de polivinila) de diâmetro adequado. O ponto médio do enrolamento primário é obtido conectando o início de um meio enrolamento ao final do outro.

O transformador T2 é feito em um anel K28x16x9 feito de ferrite M2000NM. Os enrolamentos contêm: primário - 2x20 e secundário - 20 voltas de fio PEV-2 0,4. Primeiro, como no transformador T1, o enrolamento secundário é enrolado e, em cima dele - em dois fios - o primário.

Ao conectar o início de um meio enrolamento ao final do outro, obtém-se um ponto médio.

Cada transformador de potência do driver TZ (quatro deles terão que ser feitos) é enrolado em um anel K20x12x6 feito de ferrite M2000NM. Os enrolamentos contêm: primário - 30, secundário - 40 voltas de fio PEV-2 0,28. O enrolamento secundário é enrolado primeiro.

Para configurar o conversor, será necessária uma fonte de tensão DC de 10...15 V com corrente de saída de 5...10 A. Para isso, pode-se utilizar um carregador de bateria de carro, de preferência equipado com sobrecarga de corrente de saída. proteção. As partes de alta e baixa frequência do conversor são ajustadas separadamente.

Depois de montar a parte de alta frequência do dispositivo, você deve garantir uma instalação correta e de alta qualidade. Em seguida, o motor do resistor variável R4 é colocado na posição superior de acordo com o diagrama. A energia é fornecida ao dispositivo através de um resistor limitador de corrente com resistência de 10 Ohms e potência de 5 W. Neste caso, a corrente sem carga não deve exceder 300 mA, e a tensão na saída do retificador VD4-VD7 deve estar na faixa de 190...200 V. Movendo o controle deslizante do resistor variável R4, com uma resistência de cerca de 0,5 Ohm, selecione o número de voltas para que o reed switch acione com uma corrente de aproximadamente 25 A. Depois disso, o relé de corrente é conectado ao dispositivo e a parte de alta frequência é ajustada, alimentando-o com bateria. Ao aumentar gradativamente a potência da carga conectada ao retificador VD4-VD7 para 200 W, o consumo de corrente, a tensão de saída e as condições térmicas de operação do conversor são controlados. Durante a operação de longo prazo, a temperatura do dissipador de calor não deve exceder 60 °C. Neste ponto, a instalação da parte de alta frequência do dispositivo pode ser considerada concluída.

A fonte de alimentação do driver e os próprios drivers não necessitam de ajuste durante uma instalação sem erros. A configuração da unidade de controle do inversor de baixa frequência consiste em ajustar a frequência do gerador de clock (100 Hz) com o resistor de ajuste R23 e a duração da pausa entre os pulsos de saída (cerca de 1 ms) com o resistor de ajuste R26. Após a montagem de toda a parte de baixa frequência do conversor, uma tensão constante de 10...15 V é aplicada à sua entrada (levando em consideração a polaridade), enquanto a tensão alternada de saída no resistor R6 é monitorada por meio de um osciloscópio. O sinal de saída observado deve ser retangular, simétrico com ciclo de trabalho de 2, sem distorção visível. Se necessário, faça ajustes adicionais na duração da pausa entre meios ciclos do meandro usando o resistor de corte R26. Isso completa a configuração da parte de baixa frequência do conversor.

A seguir, as partes de alta e baixa frequência são conectadas entre si e o desempenho do conversor como um todo é monitorado em toda a faixa de potência, se necessário ajustando a tensão alternada de saída de 220 V com resistor variável R4. A tensão de saída deve ser medida usando um dispositivo indicador que mostre o valor efetivo (rms)!

Concluindo, gostaria de observar que o dispositivo proposto é fácil de adaptar às características de saída exigidas. Ao selecionar o coeficiente de divisão do divisor resistivo R3-R5, é possível definir uma tensão de saída diferente (por exemplo, 127 V), e alterando as classificações dos elementos C17, R24, você pode obter outros valores do frequência de saída (por exemplo, 400 Hz).

Literatura

1. Volodin V. Fonte de alimentação ininterrupta. - Rádio, 2001, nº 5, p. 35-38; Nº 6, pág. 44-46.
2. Goreslavets A. Conversores de tensão no chip KR1211EU1. - Rádio, 2001, n.º 5, p. 42, 43.
3. Shelestov I. Para rádios amadores: diagramas úteis, parte 2. - M.: Solon-R, 1999.
4. Semenov B. Eletrônica de potência para amadores e profissionais. - M.: Sólon-R, 2001.
5. Microcircuitos para comutação de fontes de alimentação e sua aplicação. Diretório. - M.: Dodeka, 1997.
6. .

Autor: I.Poley, Yuzhno-Sakhalinsk

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