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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA A evolução das fontes de alimentação pulsadas flyback
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Fontes de alimentação O artigo que chamamos a atenção dos leitores é dedicado às fontes de alimentação chaveadas flyback, amplamente utilizadas em fontes de alimentação para televisores, computadores e outros equipamentos eletrônicos. Essas fontes também são populares entre os rádios amadores. O artigo se concentrará nas fontes de alimentação montadas nos microcircuitos KR1033EU10 e VIPer-100A e em seu cálculo usando um pacote de software especializado. CONTROLADOR PWM KR1033EU10 (e C3842) As fontes de alimentação chaveadas (SMPS) tornaram-se difundidas em meados do século passado. E hoje os IIPs passam por mudanças evolutivas quase todos os anos. Cada classe de IIP, uma vez conquistado seu nicho, permanece nele para sempre, ou pelo menos por muito tempo, e se desenvolve de forma quase independente. SMPS em ponte são geralmente usados como potentes (150 W ou mais). Os SMPS de corrente reversa são frequentemente usados como baixa e média potência (até 150 W). Agora, a base de elementos para tais fontes é atualizada tão rapidamente que o radioamador médio e a indústria de rádio nacional acompanham essas mudanças em seus desenvolvimentos com grande atraso. Os controladores PWM integrados KR1033EU5 (análogo estrangeiro - TDA4605), descritos no artigo [1], ainda não tiveram tempo de ser introduzidos em eletrodomésticos domésticos, mas em equipamentos de vídeo estrangeiros, e principalmente monitores de vídeo, sua nova variedade já está amplamente utilizado - UC3842, KA3842 e UC3844, KA3844 (análogos domésticos de KR1033EU10 e KR1033EU11, respectivamente). Externamente e fundamentalmente não diferentes do protótipo, os relativamente novos controladores PWM passaram, no entanto, por uma série de melhorias. E se muitos rádios amadores já conheceram o protótipo nas páginas de “Rádio” em [2], então as descrições dos SMPS com controladores PWM da série UC384X ainda não foram publicadas, exceto em [3], onde o o microcircuito especificado é usado de uma maneira pouco convencional - como um regulador para um estabilizador de tensão de pulso redutor. Vejamos brevemente as principais propriedades e diferenças entre o microcircuito KR1033EU10 (UC3842, KA3842), que chamaremos de EU10, e KR1033EU5 (TDA4605), chamado EU5. Ambos os microcircuitos são confeccionados em caixa plástica 2101.8-1 (conforme terminologia estrangeira - DIP-8). A finalidade dos pinos EU10 é apresentada na tabela.
Principais Características
O controlador PWM EU10, como o EU5, foi projetado para conectar um transistor de efeito de campo de canal n com uma porta isolada e tem basicamente a mesma funcionalidade. Notemos a primeira característica da UE10. A frequência de conversão no SMPS no EU5 é definida automaticamente dependendo da tensão da rede elétrica, dos parâmetros do microcircuito e do transistor chaveador, da indutância do enrolamento primário do transformador de pulso, do consumo de energia na carga, etc. Portanto, quando exposta a fatores desestabilizadores, a frequência de conversão acaba sendo “flutuante”: pois de qualquer SMPS feito em EU5, dependendo apenas da potência da carga, pode assumir um valor de 18 kHz no máximo e até 70 kHz em carga mínima. Esse recurso dificulta um pouco o projeto de um transformador desse tipo SMPS, portanto, normalmente são realizados primeiro um cálculo aproximado e uma prototipagem para ele e, em seguida, com base nos resultados dos testes com carga real, são feitos os ajustes necessários. No microcircuito EU10, a frequência de conversão operacional é definida por um circuito RC de ajuste de frequência externo conectado ao pino 4. Como o resistor do circuito RC está conectado a uma fonte interna de tensão de referência de precisão de 5 V - pino 8, independentemente de vários desestabilizadores fatores, a frequência de conversão operacional é estritamente fixa. Na Fig. 1, a mostra a forma exponencial da tensão Uc no capacitor de ajuste de frequência, correspondente aos pulsos de comutação na saída do controlador PWM (pino 6 Uout), mostrado na Fig. 1, b.
Para caracterizar o modo de operação de um controlador PWM, é conveniente usar o ciclo de trabalho dos pulsos de comutação D - este é o parâmetro inverso do seu ciclo de trabalho. O valor do ciclo de trabalho é sempre menor que um. No entanto, não é recomendado escolhê-lo acima de 0,5 [3]. Um gatilho de contagem adicional interno foi introduzido no circuito de saída do controlador PWM KR1033EU11 (UC3844), que limita o ciclo de trabalho D≤0,5, mas ao mesmo tempo, o circuito RC de ajuste de frequência é projetado para o dobro da frequência operacional de o gerador interno (em comparação com a taxa de repetição dos pulsos de comutação). Concluindo uma breve descrição geral dos controladores PWM da série UC384X, notamos que o UC3843 é semelhante ao UC3842 e o UC3845 é semelhante ao UC3844, mas são projetados para uma tensão de alimentação mais baixa. Para eles, o nível limite da tensão de alimentação ao mudar para o estado "Ligado" é para amostras individuais 7,8...9 V (valor médio 8,4 V), "Desligado" - 7...8,2 V (valor médio - 7,6 V ). Vamos explicar o conceito de estabilidade de ruído de um controlador PWM (Fig. 1). Durante o tempo desligado, o capacitor de ajuste de frequência é carregado de uma tensão de aproximadamente 1,5 V, correspondente ao nível limite inferior do comparador interno, para o superior, que é de cerca de 2,75 V. Neste momento, a saída do O controlador PWM está baixo. Quando a tensão no capacitor Uc atinge o nível limite superior, o circuito de descarga interno é ligado e o capacitor é descarregado para aproximadamente 0,75 V. A tensão na saída do controlador PWM neste momento entra no estado único. Então, durante o tempo tON. até que a tensão no capacitor atinja o nível limite inferior, o transistor chaveador é ligado. A figura mostra que um sinal de interferência Up com tensão de 0,1...0,5 V no final do ciclo de carga pode causar operação prematura do circuito de descarga e falsa partida do gerador interno, mostrada por linhas pontilhadas. Esta propriedade é a principal desvantagem desta classe de controladores PWM, mas pode ser significativamente enfraquecida de várias maneiras. Primeiramente, capacitores cerâmicos (baixa indutância) com capacidade de cerca de 7 μF são conectados aos pinos 8 e 0,1 do microcircuito. Em segundo lugar, eles atendem a certos requisitos de topologia da placa de circuito impresso e de design do SMPS, que reduzem a amplitude dos sinais de interferência, que serão explicados mais adiante. Em terceiro lugar, a capacitância do capacitor de ajuste de frequência é escolhida para ser de pelo menos 1000 pF. E a maneira mais confiável de eliminar completamente essa desvantagem é sincronizar a frequência operacional do controlador PWM com uma fonte externa de tensão de pulso, descrita em detalhes em [4]. A segunda principal diferença entre o EU10 é a forma como monitoriza a corrente de funcionamento no SMPS. No EU5, a variação da corrente no enrolamento de armazenamento do transformador é simulada por um circuito RC externo e, se esses elementos forem selecionados incorretamente, o transistor chaveador pode falhar. O microcircuito EU10 possui um comparador especial de controle de corrente, que possui duas entradas - inversora e não inversora. O pino 3 está conectado internamente à entrada não inversora do comparador. Um sensor de corrente resistivo ou de transformador é conectado externamente a ele no circuito fonte do transistor chaveador. Assim que a tensão do sinal do sensor de corrente exceder o valor limite de 1 V, correspondente ao valor de pico da corrente no circuito de drenagem do transistor, o comparador desligará o amplificador de saída do controlador PWM. Por exemplo, para um transistor com corrente de dreno máxima de 4 A, o valor de pico correspondente ao nível de resposta da proteção é escolhido como 3,7 A. Quando o SMPS estiver sobrecarregado, tal desligamento ocorrerá em cada pulso, evitando danos ao transistor de comutação. O nível de resposta da proteção de corrente pode ser ajustado alterando a resistência do resistor no circuito de drenagem do transistor ou alterando o coeficiente de transmissão do sensor de corrente do transformador. E a última, terceira característica do EU10, que decorre da segunda, é o método de regulação da tensão na saída do SMPS. Observe que o princípio de regulação permanece o mesmo - controle de largura de pulso. Se EU5 controla o momento de conclusão da transferência da próxima parte da energia pela transição da tensão nos enrolamentos secundários através de zero e então emite essa nova porção para manter constante a tensão na saída da comunicação auxiliar enrolamento e, portanto, na carga, o EU10 funciona de maneira um pouco diferente. Para regular a tensão de saída do SMPS, bem como para neutralizar a influência negativa dos fatores desestabilizadores, é utilizada a entrada do amplificador de sinal de erro - pino 2, ao qual é conectado um enrolamento auxiliar adicional do transformador, formando assim um externo loop de feedback, chamado de loop de controle primário. O amplificador monitora a influência perturbadora dos fatores desestabilizadores e ajusta os parâmetros dos pulsos de comutação para que a tensão na saída do enrolamento de comunicação e na carga permaneça constante. As propriedades de frequência e fase da característica de transferência do amplificador de sinal de erro, que determinam sua estabilidade, são reguladas por um circuito RC externo conectado ao pino 1, que está conectado internamente à saída deste amplificador. Graças a esta arquitetura do microcircuito, os desenvolvedores proporcionaram a possibilidade de utilizar o pino 1 para desligamento remoto ou de emergência do SMPS (transferência para MODO STANDBY - modo standby), conectando-o a um fio comum por meio de um transistor externo. Se um sensor optoeletrônico conectado eletricamente à saída for conectado a este pino, obtém-se um segundo circuito de controle de tensão de saída, que melhora as propriedades estabilizadoras do SMPS e, além disso, permite uma partida “suave” do SMPS. A estabilização da tensão de saída do SMPS ocorre da seguinte forma. A saída do amplificador de sinal de erro dentro do microcircuito é conectada através de circuitos correspondentes à entrada inversora do comparador de controle de corrente. Um sensor de corrente é conectado à entrada não inversora do comparador. No comparador de corrente, a partir do momento do início de cada pulso de comutação, esses dois sinais são comparados. Se os sinais corresponderem, cada pulso de comutação irá parar no momento em que a corrente no enrolamento de armazenamento atingir o valor de pico necessário. No modo normal, isso acontecerá muito antes que a corrente de pico atinja o valor limite da corrente de dreno do transistor chaveador. Por sua vez, a corrente de pico determina a potência operacional do transformador. A energia armazenada no enrolamento de armazenamento de um transformador com indutância L é determinada pela igualdade W = LIP2/2, e se o acúmulo de energia for interrompido neste momento, quando a corrente crescente linearmente no enrolamento atinge o valor de pico requerido IP, o os circuitos de energia secundários receberão a porção necessária de energia. Além disso, se, com uma tensão constante da fonte de alimentação U0, compararmos duas versões do conversor, que diferem, digamos, por um fator de dois na frequência de conversão, a indutância do enrolamento de armazenamento também deve diferir por um fator de dois. Isto é necessário para alterar a taxa de aumento da corrente dente de serra, determinada pela relação U0/L. Portanto, por exemplo, se a corrente no enrolamento a uma frequência de conversão de 100 kHz no momento de ação do pulso de comutação atingir um valor de pico após 2 μs, então a uma frequência de 50 kHz devido à duplicação da indutância no mesma tensão U0 - após 4 μs. A potência para ambas as opções permanece a mesma, pois na expressão que a caracteriza P=W/T (T=1/f é o período da frequência de conversão) tanto o numerador quanto o denominador mudarão proporcionalmente. Mas as dimensões do núcleo magnético do transformador para essas opções serão significativamente diferentes: quanto maior a frequência, menor será o núcleo magnético necessário para a mesma potência. Da mesma forma, com uma indutância constante L e uma tensão variável U0, o intervalo de tempo tON variará. durante o qual a energia se acumula no enrolamento primário do transformador, pois é inversamente proporcional à relação U0/L. Assim, a energia armazenada em cada pulso permanece constante e independente de fatores desestabilizadores. Os rádios amadores que desejam estudar mais detalhadamente o diagrama de blocos, a descrição funcional e os recursos de design do microcircuito EU10 podem consultar o livro de referência [4]. FONTE DE ENERGIA NO CHIP KR1033EU10 Esquema da versão mais simples proposta do SMPS. cuja base é o controlador PWM KR1033EU10 (UC3842, KA3842), mostrado na Fig. 2.
Principais parâmetros do SMPS
A fonte de tensão da rede, bem como os filtros da rede de baixa e alta frequência, são projetados de forma semelhante ao protótipo [2] e não possuem características especiais, exceto que o elemento que limita o surto de corrente quando o SMPS é ligado é um termistor RK1 com TCR negativo. Quando ligada, sua resistência é máxima e, à medida que aquece sob a influência da corrente consumida pelo dispositivo, diminui. Isso ajuda a proteger a ponte de diodos da rede VD1 contra danos durante a inicialização. No entanto, com uma reinicialização rápida, a eficácia dessa proteção é baixa. O divisor de tensão R1 - R3 no circuito amplificador do sinal de erro fornece regulação e estabilização da tensão de saída SMPS usando o circuito de controle primário. O resistor R6 fornece energia ao microcircuito no modo de inicialização, quando a corrente que ele consome não excede 1 mA. Após ligar o SMPS, a tensão de rede retificada através do resistor limitador R6 é fornecida ao capacitor de filtro C11 no circuito de potência do microcircuito. Quando a tensão no capacitor atinge o nível limite para o microcircuito passar para o estado “ligado” (valor típico - 16 V), o comparador é acionado e a energia será fornecida a todos os elementos do controlador PWM, após o qual o interno a fonte de tensão de referência é ligada, então o gerador de pulsos de comutação e o amplificador de saída. O SMPS passa do modo de inicialização para o modo de operação, fornecendo energia ao microcircuito a partir do enrolamento auxiliar de comunicação do transformador através do diodo VD5. A corrente consumida pelo microcircuito aumenta para 11...17 mA. Se a tensão na rede diminuir, a tensão de saída do SMPS e a tensão de alimentação do microcircuito diminuirão gradualmente. A taxa de diminuição da tensão de saída é centenas de vezes menor que a tensão de entrada devido à estabilização, mas chegará um momento em que a tensão de alimentação do microcircuito atingirá o nível limite para mudar para o estado “desligado” (valor típico - 10V). Neste momento o comparador funcionará e a alimentação de todos os elementos do controlador será desligada. A diferença (6 V) entre os níveis limite para ligar e desligar o microcircuito (histerese da tensão de alimentação) é necessária para evitar a comutação errática dos circuitos de potência no modo de inicialização. A taxa de repetição dos pulsos de comutação (a frequência operacional de conversão para SMPS) é determinada pelos parâmetros do circuito R5C8. Para que a frequência de conversão corresponda ao valor calculado f = 30 kHz, pode ser necessário selecionar as classificações dos elementos de ajuste de frequência. Como determinar os valores necessários dos elementos de ajuste de frequência para uma frequência operacional diferente será discutido mais adiante. Ao projetar a versão descrita do SMPS, foi dada especial atenção à garantia de sua estabilidade sonora. Em grande medida, a estabilidade geral do amplificador do sinal de erro do controlador e, portanto, do SMPS, é determinada pelos parâmetros do circuito de compensação R4C5. Os seguintes elementos têm a mesma finalidade: diodo VD2, que elimina surtos de tensão negativa em relação ao fio de alimentação comum do microcircuito na diminuição dos pulsos de comutação; Diodo Zener VD3. limitar surtos “acentuados” de tensão positiva nas frentes dos pulsos de comutação; indutor L2 e resistor limitador de corrente R7, que evitam a autoexcitação do transistor chaveador em altas frequências. Os capacitores cerâmicos C9 e C10, conectados diretamente aos pinos 7 e 8 do microcircuito, aumentam significativamente a estabilidade do amplificador. No sensor de corrente - resistor R11 - são formados pulsos de tensão dente de serra para os circuitos de regulação e proteção, cujo valor de pico depende da corrente de dreno do transistor chaveador. A amplitude do sinal torna-se igual a 1 V com uma corrente de dreno de 3,7 A. Isso garante proteção confiável do transistor contra danos. O capacitor de óxido C13 conectado em paralelo com o resistor reduz significativamente o ruído de comutação, evitando o falso funcionamento do comparador de controle de corrente. O capacitor C7 tem a mesma finalidade. O capacitor C6 ajusta a inclinação da tensão dente de serra nos pinos 3 e 4 do microcircuito, reduzindo significativamente a interferência de alta frequência, o que também garante a estabilidade necessária do controlador. Não são necessárias medidas menos eficazes para reduzir a amplitude da interferência gerada no SMPS. Um papel muito importante nisso é dado à blindagem eletrostática instalada no transformador de pulso. Forte interferência também é emitida pelo dissipador de calor no qual o transistor chaveador está instalado, se o dissipador de calor não estiver conectado a um fio comum e o transistor não estiver isolado dele com uma placa de mica. Interferência significativa é gerada por correntes de pulso que fluem nos condutores conectados ao dreno do transistor chaveador e ao enrolamento de saída. Para enfraquecê-los, no SMPS descrito o transistor é conectado ao transformador com um pequeno pedaço de cabo coaxial, e o condutor impresso que conecta o diodo retificador e o enrolamento de saída é escolhido para ter comprimento mínimo e seção transversal grande. É bastante óbvio que uma contribuição significativa para a criação de interferência é feita pelos processos de comutação que ocorrem quando o transistor é ligado e desligado. A presença de uma capacitância intereletrodo dreno-fonte em um transistor de efeito de campo, bem como de uma capacitância distribuída e indutância de fuga nos enrolamentos do transformador, leva, no momento do desligamento do transistor, ao aparecimento em seu dreno, primeiro de um surto “acentuado” de tensão significativa e, em seguida, de um sinal de alta frequência exponencialmente amortecido. A frequência de preenchimento deste sinal, a menos que sejam tomadas medidas especiais, é determinada pela indutância de fuga do transformador e pela capacitância entre eletrodos do transistor. O circuito amortecedor VD4R10C12, conectado em paralelo ao enrolamento de armazenamento do transformador, suprime oscilações livres neste sinal e “liga” o surto de tensão à fonte de alimentação da rede elétrica. Normalmente, em conversores flyback, um capacitor adicional com ou sem um resistor e diodo conectado em série e paralelo é conectado ao dreno do transistor chaveador em relação ao fio comum (fonte). Esses elementos não apenas suprimem efetivamente os processos de comutação, mas também ajudam a reduzir a taxa de aumento de tensão no dreno do transistor no momento em que ele é desligado, evitando assim a perigosa dissipação de potência instantânea no transistor e transferindo a combinação de operação máxima tensão operacional atual e máxima na área de modos de operação seguros. No SMPS descrito, esta função é executada com sucesso pelo indutor L3. A tensão de saída retificada é fornecida à carga através de um filtro em forma de U, devido ao qual a ondulação da tensão de saída é reduzida ao nível necessário. O capacitor C17 conecta os circuitos de saída e entrada do SMPS em alta frequência, enfraquecendo efetivamente a interferência gerada e melhorando significativamente a compatibilidade eletromagnética do SMPS com dispositivos conectados aos circuitos de potência. Um desenho da placa de circuito impresso SMPS é mostrado na Fig. 3. É feito de laminado de fibra de vidro unilateral com espessura de 1,5 mm e basicamente repete o desenho do protótipo [2]. A exceção são grandes áreas de metalização contínua deixadas na placa, que ajudam a aumentar a imunidade a ruídos do dispositivo.
O dispositivo utiliza peças e elementos não deficientes. Capacitor C1 - K73-17 para tensão nominal de 630 V, C2, C3 - K15-5, C12 e C17 - K78-2 ou K15-5 para tensão nominal de pelo menos 1000 V. Capacitor de óxido C4 - K50-32 . É permitido substituí-lo pelo K50-35B nacional ou por um análogo importado. Para os capacitores C9 e STO - KM-5 - os cabos são encurtados ao mínimo ideal e soldados diretamente nos pinos 5,7, 8 e 13 do microcircuito na lateral dos condutores impressos. Capacitor de óxido C53 - K14-11 ou outro tântalo, capacitor C50 - K35-14. Os capacitores de óxido C16 - C50 são importados. Você pode usar os domésticos, mas seus tamanhos são um pouco maiores. Todos os outros capacitores são quaisquer capacitores cerâmicos com tensão nominal de pelo menos XNUMX V. Um termistor importado SCK105, onde os três primeiros caracteres alfabéticos indicam a série, o quarto e o quinto caracteres digitais indicam a resistência nominal em ohms a uma temperatura de 25 ° C e o último dígito indica a corrente máxima de operação em amperes, pode ser substituído com um doméstico com parâmetros semelhantes. Todos os resistores são OMLT, com exceção do resistor importado R11, que em tamanho corresponde aproximadamente ao OMLT-1 doméstico. Resistor trimmer R2 - SPZ-38b. Substituiremos a ponte retificadora KTs405A (VD1) por diodos separados com uma tensão reversa permitida de pelo menos 400 V e uma corrente de pelo menos 1 A. Diodo D310 (VD2) com uma corrente direta permitida de 0,5 A e uma tensão reversa de 20 V pode ser substituído por um moderno com barreira Schottky, cuja queda de tensão direta na corrente máxima não excede 0,5 V. Substituiremos o diodo Zener (VD3) por qualquer outro de baixa potência com tensão de estabilização de 16. ..18 V. O diodo de pulso no lugar de VD4 (KD257D) deve ser projetado para uma frequência de operação de pelo menos 50 kHz, tensão reversa máxima de 1000 V e corrente máxima de 3 A. O diodo KD220B (VD5) será substituído por KD220A ou outro com parâmetros semelhantes. O diodo retificador KD213B (VD6) com frequência de operação de até 100 kHz pode suportar uma tensão reversa de 200 V e uma corrente máxima de 10 A. É permitido conectar diodos semelhantes em paralelo, projetados para uma corrente menor, sem corrente equalização de resistores. Também é possível usar diodos modernos. Substituiremos o transistor KP707V2 por análogos importados com tensão máxima de drenagem-fonte de pelo menos 700 V e corrente de dreno permitida de pelo menos 4 A. Ele é instalado em um dissipador de calor com área de resfriamento efetiva de 100.. .200 cm2 através de uma placa de mica revestida em ambos os lados com pasta condutora de calor KPT-8. O terminal dreno do transistor na lateral dos condutores impressos da placa é conectado ao transformador com um pequeno pedaço de cabo coaxial com diâmetro externo de cerca de 5 mm, tendo previamente passado o núcleo central através de um tubo de ferrite. Na Fig. A Figura 3 mostra convencionalmente os pontos inicial e final para conexão do indutor L3, mas a imagem do segmento de cabo não é mostrada. Para eliminar interferências adicionais, a trança do cabo deve ser conectada ao fio comum em locais estritamente definidos: por um lado, nas imediações do ponto de conexão do diodo VD4 e do terminal 3 do transformador, por outro, no ponto comum de potencial zero R11C13. O tubo de ferrite é colado através de uma junta isolante à placa na lateral dos condutores impressos sob os elementos R11, C13. É permitida a substituição do indutor industrial do filtro de linha L1 por um caseiro. Ele é enrolado em dois condutores MGTF 0,35 em um gravador de rádio de anel de ferrite 1500NM-2000NM com um diâmetro externo de cerca de 20 mm até ser preenchido. As bobinas L2 e L3 são seções de tubos de 5...7 e 10...12 mm de comprimento, respectivamente, feitas de ferrite de alta frequência, utilizadas nas bobinas DM-1,0, etc. diagrama, para o indutor L2 você precisará de uma volta do fio PEVT é 0,41, e para L3 - duas voltas. Na versão do autor, foram utilizados produtos similares importados, sendo necessária uma volta (passagem direta) para cada indutor. O estrangulamento L4 é enrolado em um pedaço de haste com diâmetro de 10 e comprimento de 35...40 mm feito de ferrite 400NN. Seu enrolamento contém 30 voltas de fio PEV-2 1,5. O núcleo magnético do transformador T1 é montado a partir de duas metades Ш12x20x21 de ferrite M3000NMS2, utilizadas em fontes de alimentação de televisão para TVs 3(4)USCT, etc., com folga não magnética na haste central de 2,4 mm. Os enrolamentos são enrolados em uma moldura padrão com terminais de contato, cuja numeração corresponde à mostrada no diagrama. Eles são executados da seguinte forma. Primeiro, é enrolada a primeira seção do enrolamento primário - 26 voltas de PEVT 0,41 em dois fios. É isolado com duas camadas de tecido envernizado de 0,05 mm de espessura. Um enrolamento de saída de 25 voltas de fio PEV-2 1,5 é enrolado sobre o isolamento. Neste caso, os terminais 10, 12 e 14 da moldura são retirados e um fio enrolado é utilizado como terminais, passando-o pelas ranhuras entre os terminais 10 e 12, 12 e 14, respectivamente. No diagrama, os números dos terminais são convencionalmente designados por 10a e 12a. Em seguida, duas camadas de isolamento são colocadas e uma segunda seção do enrolamento primário contendo 44 voltas é enrolada em cima dela. Por último, o enrolamento auxiliar de comunicação é enrolado a partir de 12 voltas de fio PEVT com diâmetro de 0,15...0,21 mm, distribuindo-o uniformemente por toda a largura da moldura e cobrindo-o com outra camada de isolamento por cima. Após a colagem das placas de ferrite do transformador, os enrolamentos juntamente com o núcleo magnético são recobertos por uma tela eletrostática composta por uma camada de folha de cobre. O número de voltas nos enrolamentos é determinado pelo núcleo magnético e pelo gap não magnético, portanto devem ser recalculados para outro núcleo magnético. O SMPS é conectado à rede por meio de um cabo de dois fios, no qual está conectada uma chave PKn41 ou uma chave seletora TV2-1, além de um fusível de 2 A. Se durante a fabricação do transformador o faseamento dos enrolamentos não for perturbado e forem utilizadas peças reparáveis, a configuração do dispositivo é reduzida ao ajuste da tensão de saída com o resistor de corte R2. A utilização de elementos do circuito de ajuste de frequência R5C8 sem sua seleção preliminar pode levar a um ligeiro desvio da frequência de operação do valor calculado. O tipo e as classificações da maioria dos elementos utilizados no SMPS foram determinados de acordo com os resultados do projeto auxiliado por computador, que serão discutidos mais adiante. CARACTERÍSTICAS DE PROJETO DE FLYBACK SMPS Talvez o IIP descrito satisfaça completamente alguns rádios amadores, e ele decida repeti-lo sem mudar nada. Mas a probabilidade de tal evento é muito, muito pequena: dependendo do escopo dos interesses do rádio amador, e eles são sempre multifacetados, pode ser necessária uma fonte cujos parâmetros serão significativamente diferentes daqueles fornecidos. Portanto, na maioria dos casos práticos, serão necessárias modificações do dispositivo descrito e certas alterações. O grupo de empresas STMicroelectronics que produz componentes radioeletrônicos desenvolveu e vende uma linha de microcircuitos sob o nome comercial VIPer no mercado global, inclusive russo. Sem entrar em detalhes sobre a abreviatura utilizada, notamos apenas que este produto é uma versão integrada do fragmento principal do SMPS, incluindo um transistor chaveador e um controlador PWM. Segundo os desenvolvedores, tais microcircuitos deverão facilitar significativamente o trabalho dos projetistas e operadores do SMPS. Alguns aumentos (2...4 vezes - dependendo do microcircuito selecionado) no custo da base do elemento do SMPS comutado VIPer, em comparação com seu design discreto, são totalmente compensados pelas possibilidades de design auxiliado por computador, também como restauração rápida da funcionalidade simplesmente substituindo o microcircuito em caso de mau funcionamento . Para projeto automatizado de SMPS baseado em microcircuitos VIPer, a mesma empresa desenvolveu um pacote de software VIPer Design Software distribuído gratuitamente. A versão mais recente do programa (v2.12) com capacidade de 4 MB pode ser baixada do site do desenvolvedor . Este pacote de software, doravante denominado DS (Design Software), pode ser usado com sucesso para projetar a versão descrita do SMPS baseado no controlador UC3842 PWM. Uma interface amigável permite concluir uma tarefa tão complexa em questão de minutos. Antes de utilizar o DS, esclareceremos algumas características de projeto relacionadas à seleção de elementos e configuração da frequência operacional de conversão no SMPS. Deve-se lembrar que nos transformadores flyback pulsados o circuito magnético é sempre feito com uma folga não magnética na haste central (núcleo). Estamos falando de transformadores com placas em forma de W, bem como de núcleos magnéticos modernos KB (análogo estrangeiro de RM) [5, 6]. Atentemos também para a preferência pelo uso de ferrita para transformadores de pulso, por exemplo, da marca M3000NMS-2, cujo nome contém o símbolo C. Isso é um sinal da capacidade de um fio magnético feito desse material funcionar em campos magnéticos fortes, que se devem, ao contrário dos demais, ao coeficiente de temperatura negativo de perdas específicas. Apesar da diminuição da eficiência e da deterioração da compatibilidade eletromagnética do transformador com outros elementos, o gap não magnético não pode ser abandonado. Em primeiro lugar, em campos magnéticos fortes, o gap evita a saturação do circuito magnético e, em segundo lugar, com a escolha correta do modo de operação do transistor chaveador, a presença do gap evita um aumento excessivo no valor da amplitude dos pulsos de corrente em seu circuito de drenagem. Portanto, temos que suportar perdas e levar em conta o fato de que a intensidade da radiação de interferência associada aos harmônicos fundamentais e superiores da frequência de conversão operacional aumenta de forma relativamente rápida após 100 kHz. Claro, existem materiais magnéticos nos quais os domínios são separados uns dos outros por uma substância não magnética (por exemplo, de um magnetodielétrico baseado em permalói de molibdênio graus MP-60, MP-140, MP-160, MP-250, etc.), neles existe uma lacuna, pois foram distribuídos por todo o volume de trabalho do núcleo magnético e portanto, em princípio, é possível utilizar núcleos magnéticos sólidos sem lacuna. A segunda fonte de perdas no SMPS é o aumento da resistência dos condutores do enrolamento devido à diminuição da profundidade de penetração do campo em frequências mais altas. Portanto, para reduzir as perdas causadas por este fenômeno, é aconselhável fazer o enrolamento a partir de vários condutores paralelos, cuja área da seção transversal seja equivalente à original, mas a superfície lateral ao longo do perímetro da seção transversal dos condutores é várias vezes maior. Mais precisamente, o aumento da superfície lateral neste caso é proporcional à raiz quadrada do número de condutores paralelos. A terceira fonte de perdas está associada à reversão da magnetização do circuito magnético. E, por fim, a última, quarta fonte de perdas se deve à necessidade de utilização de diversos circuitos de capacitores resistivos que suprimem processos de comutação transitória, e à velocidade limitada dos radioelementos utilizados no SMPS - capacitores de óxido, transistores de efeito de campo, diodos retificadores . A tensão não senoidal (pulso) nesses elementos e a grande amplitude da corrente (até vários amperes) levam a uma parcela significativa de perdas neles. Todas essas perdas devem ser levadas em consideração ao projetar SMPS usando DS. Como as perdas em um transformador levam ao aquecimento de seus enrolamentos e núcleo magnético, um dos critérios é utilizado para avaliá-las: ou o aumento de temperatura admissível do transformador sem seu resfriamento forçado, que normalmente é escolhido dentro da faixa de 30... 50 °C, ou a gravidade específica das perdas é considerada igual a 1 ...5% da potência do transformador. O desempenho global do SMPS é avaliado com base na eficiência. Na melhor das hipóteses, seu valor pode chegar a 92...95%, na pior das hipóteses - 60...65%. SELEÇÃO DE TRANSISTOR DE COMUTAÇÃO E DIODOS RETIFICADORES O transistor chaveador pode ser selecionado sem quaisquer cálculos com margem múltipla. Mas este problema pode ser resolvido de forma mais racional. Como determinar os parâmetros que o transistor chaveador deve atender, dependendo das características técnicas do SMPS projetado? Infelizmente, o pacote DS não responde diretamente à questão colocada. Portanto, primeiro consideramos a forma da tensão de pulso no dreno do transistor Uc (Fig. 4).
De acordo com os dados iniciais, a uma tensão nominal de rede de 220 V na saída do retificador de rede, sem levar em conta a queda de tensão nos diodos retificadores e no termistor, obtemos [7] U0 = 220√2 =310 V. Além disso, no dreno do transistor existe alguma tensão adicional Uadicional à tensão de rede retificada. Na literatura estrangeira e no DS é denominado UR (refletido - refletido, induzido). Como mostram os resultados do projeto experimental de diversas variantes de transformadores de pulso, seu valor sempre acaba sendo muito próximo dos 80 V padrão propostos no DS. Mostraremos como determinar o valor real da tensão adicional. A tensão através da indutância é diretamente proporcional à taxa de variação da corrente nela: U = LΔI/Δt ou U·Δt = L·ΔI. Como as variações de corrente quando o transistor é ligado e desligado são as mesmas para um processo em estado estacionário, as áreas dos retângulos designados S+ e S- na Fig. 4. Calculando suas áreas, obtemos a equação Uo·D·T = Uadd(1-D)T ou após as transformações Uadd = Uo·D /(1-D). Por outro lado, de acordo com a interpretação geométrica do processo de transferência de energia, a tensão de saída no enrolamento secundário é a tensão adicional transformada no enrolamento primário: Uadd = k·Uout, onde k = wl/wout é o coeficiente de transformação (wl, wout é o número de voltas dos enrolamentos primário e de saída, respectivamente). A rigor, a suposição de que cada porção de energia retirada da rede no primeiro ciclo é completamente transferida para a carga no segundo ciclo, como mostrado na Fig. 4 como uma linha sólida, e a transmissão termina exatamente no momento em que o transistor é ligado, é até certo ponto condicional. Na realidade, o SMPS pode operar em dois modos: modo de fluxo magnético contínuo e modo de fluxo intermitente. Na prática, isso significa que se no momento em que o transistor chaveador for ligado a corrente nos enrolamentos for zero, então este modo corresponde ao modo de fluxo intermitente. Caso contrário, ocorre um regime de fluxo contínuo. Na Fig. A Figura 5 apresenta diagramas de tensão e corrente nos elementos SMPS: Uc - tensão no dreno do transistor; lc - corrente de dreno do transistor chaveador; lw out - corrente no enrolamento secundário; UH é a tensão na carga.
O modo de corrente contínua corresponde à Fig. 5, a. Sua principal característica é que o transistor liga em uma determinada corrente de dreno. A vantagem deste modo é a menor corrente de pico nos elementos SMPS em comparação com outros modos e a menor ondulação da tensão de saída. Se, quando a tensão da rede for reduzida ao mínimo, o ciclo de trabalho puder aumentar acima de 50%, o DS avisa o usuário que devem ser feitos ajustes nos cálculos. Isso se deve às peculiaridades de magnetização do circuito magnético em modo de pulso de ciclo único e à possibilidade de aumentar a amplitude da corrente de dreno do transistor acima do limite permitido. O modo de corrente intermitente é mostrado na Fig. 5, c. Após a conclusão do processo de transferência de energia, o diodo fecha. Nos enrolamentos, à medida que a tensão do pulso diminui, surgem oscilações livres amortecidas. Este modo é caracterizado pela maior amplitude de corrente nos elementos SMPS e máxima ondulação de tensão de saída. O modo ideal é a transição entre os dois modos nomeados, mostrado na Fig. 5 B. O programa DS permite controlar a amplitude, formato da corrente e tensão no transistor, bem como determinar o modo de operação do SMPS projetado e o valor do ciclo de trabalho do pulso em qualquer tensão de rede possível. Uma adição significativa à tensão que atua no dreno do transistor é feita pela indutância de fuga (em DS é designada Indutância de Vazamento). Está diretamente relacionado aos campos parasitas no transformador. Durante a ação dos pulsos de comutação, quando o transistor está aberto, a energia é acumulada não apenas no enrolamento de armazenamento, mas também na indutância de fuga. Quando o transistor é desligado, esta energia leva ao aparecimento de um surto de tensão adicional em seu dreno, mostrado na Fig. 4 linha pontilhada. Para limitá-lo, são utilizadas correntes amortecedoras. No programa DS, você pode selecionar um circuito resistor-capacitor (RC Clamper) ou um diodo zener limitante (Transil Clamper). Calcular a indutância de fuga e o surto de tensão associado é uma tarefa muito complexa, pois é necessário levar em consideração a indutância e a capacitância dinâmica entre espiras dos enrolamentos, o gap não magnético no núcleo magnético do transformador, o seccionamento dos enrolamentos, parâmetros de projeto de seu design e muitos outros fatores. O programa DS usa um determinado valor médio de indutância de vazamento, que o usuário pode alterar à força, se necessário. O nível de limitação de surto de tensão em cada caso específico de projeto SMPS pode ser monitorado na janela Forma de onda (oscilograma) e levado em consideração na escolha de um transistor com base na tensão dreno-fonte máxima permitida. Selecionar um diodo retificador em um DS é simples. A janela OUT (saída) fornece as informações necessárias sobre seus parâmetros: corrente direta e reversa, queda direta e tensão reversa máxima permitida. PROJETO AUTOMATIZADO DE FLYBACK SMPS Então, ligue o computador e execute o programa DS. Uma tela inicial aparece na tela do monitor por alguns segundos e, em seguida, uma janela é aberta (Fig. 6). Por padrão, o programa carrega um projeto “em branco” com o nome “Default.vpa”.
Movemos o cursor do mouse para o botão azul de entrada na tela e uma dica de ferramenta aparece na tela do monitor: Edição dos parâmetros da linha CA (edição dos parâmetros da rede CA). Apertamos o botão. A janela Parâmetros de Entrada aparece na tela do monitor, mostrada na Fig. 7.
Na seção Frequência da linha (frequência da rede) definimos 50 Hz, na seção Faixa de entrada AC (intervalo de tensão alternada de entrada) usando o controle deslizante, ou após colocar o cursor na janela apropriada - digitando no teclado - definimos Tensão Mínima (tensão mínima) e tensão máxima (tensão máxima), a primeira - com precisão de 5 V, a segunda -10 V. Você pode definir qualquer uma das tensões no teclado com precisão de 1 V. Para a maioria dos dispositivos, o a alteração permitida na tensão da rede é considerada -10...+5% do valor nominal ou após arredondamento para aumentar o intervalo - 195...240 V. Você pode definir o intervalo um pouco mais amplo, mas em qualquer caso você não deve deixá-lo definido por padrão, pois quanto maior for, mais rigorosos serão os requisitos para o elemento base utilizado. Então, na mesma janela, vamos para a seção Input Ripple (amplitude de ondulação da tensão de entrada) e definimos o valor necessário. A capacitância do capacitor do filtro retificador da rede e a amplitude da ondulação da tensão de saída dependerão deste parâmetro, que por sua vez também depende da corrente de carga e da capacitância do capacitor do filtro de saída. O valor de ondulação aceitável é 10...30 V. Defina 30 V e clique no botão Concluído - concluído (você pode usar o botão Cancelar para cancelar as alterações feitas, se necessário). A janela Parâmetros de Entrada fechará automaticamente e o sistema fará alguns ajustes: por exemplo, a capacitância do capacitor do filtro retificador da rede mudará. Na próxima etapa do projeto, procedemos à configuração da frequência de conversão operacional e à seleção preliminar do transistor chaveador, para o qual pressionamos o botão VIPer. Na janela VIPer e Parâmetros de Regulação que aparece (Fig. 8), na janela Selecione seu VIPer, acesse a lista suspensa de produtos e selecione VIPer 100A. Agora, logo abaixo do seu nome, serão exibidos os principais parâmetros: Rdson: 2,8 Ohm (resistência da seção dreno-fonte quando ligado); Idlim: 3,0 A (limite de corrente de drenagem); Vdmax: 700 V (tensão máxima de drenagem). Na seção Around VIPer, o valor da Tensão Refletida é deixado definido pelo sistema e a frequência de comutação é definida como 30 kHz. Isso reduzirá as perdas e dispensará peças escassas, embora para minimizar o tamanho do transformador seja melhor usar uma frequência mais alta - até 100 kHz. A seção Regulamento permanece inativa e não pode ser editada. Isto só pode ser feito após a introdução de uma malha de controle secundária. Clique no botão Concluído. A janela será fechada automaticamente.
Depois disso, vá para o botão verde Out. Na janela Parâmetros Saída Principal que se abre (parâmetros da fonte de tensão de saída principal) (Fig. 9), prossiga para a edição da seção Potência de Saída: na janela Tensão, defina 27 V; na janela Atual discamos 3 A; na janela Corrente Mínima deixamos o programa configurado em 0 mA, o que pressupõe a capacidade de operar em modo inativo.
Em seguida, edite a seção Tipo de saída (filtro de saída). Você pode deixar o filtro LC padrão em forma de U instalado. Se você selecionar Direto (um filtro é um capacitor conectado em paralelo com a carga), poderá ser necessário um capacitor muito grande. Ao selecionar Vreg (regulador de tensão), um regulador de tensão linear integrado adicional será instalado na saída. Neste caso, você deve especificar o valor de Dropout (queda de tensão no estabilizador). Existe a opção de Standard (padrão), Low Dropout (baixo) e Semi-Low Dropout (médio). Deixe o filtro de saída em Self. Vamos prosseguir para a edição do valor de ondulação da tensão de saída - seção Output Ripple: na janela First Cell Ripple (ondulação no primeiro estágio) defina 0,3 V, Second Cell Ripple (ondulação no segundo estágio) - 0,1 V. Depois de tudo o manipulações acima, clique no botão Aplicar. O programa calculará imediatamente os parâmetros dos elementos do circuito de saída e apresentará os resultados do cálculo para o diodo retificador: Vdrop: 906 mV - queda de tensão direta, Vrmax: 150 V - tensão reversa máxima (infelizmente, um defeito de renderização de software existente no momento da escrita permite ver apenas a parte superior dos pixels do elemento especificado), Ploss: 3 W - perdas no diodo; Especificação Max@125 °C - parâmetros do diodo STPR520 na temperatura especificada: Vf: 990 mV - queda de tensão direta, If: 5 A - corrente direta permitida, Vr: 200 V - tensão reversa máxima; Ir: 50 uA @ 25 °C - corrente reversa máxima na temperatura especificada. Usando o livro de referência, selecionamos um análogo doméstico próximo do KD213B. Deve-se notar que devido ao formato da tensão de pulso, que é muito diferente do meandro, o diodo retificador, participando da formação de uma tensão relativamente baixa de 27 V, experimenta uma tensão reversa significativamente maior - cerca de 150 V - e leve esse fato em consideração ao escolher os diodos. Após concluir esta etapa de design, clique no botão OK da janela de saída principal de parâmetros aberta, após a qual ela fecha. E a última etapa do projeto está associada à edição dos parâmetros do transformador de pulso. Clique no botão cinza Transformer, após o qual a janela Transformer Design será aberta, mostrada na Fig. 10.
A janela contém duas seções principais: Parâmetros do Transformador e Outlook do Transformador, cujo conteúdo corresponde ao transformador cujo tamanho é indicado na seção Tamanho do Núcleo. O programa utiliza o tamanho mínimo permitido do núcleo magnético, de acordo com o critério padrão de avaliação de perda Aumento de temperatura na seção Critérios de seleção do núcleo. Em frente a este critério existe uma caixa de seleção, em uma linha com a qual são indicados seus valores: Alvo 40°С (permissível) e Real 34,8°С (real). Neste caso, os valores do critério menor Potência Dissipada correspondem a Meta 2%, Real 2,2%. Este último, por ultrapassar a norma estabelecida, é exibido na janela sobre fundo vermelho. Se você selecionar o segundo critério como principal (mover a caixa de seleção ao lado de seu nome) e clicar no botão Aplicar, os parâmetros do transformador serão alterados imediatamente Na janela Geometria da seção Tamanho do núcleo, as dimensões de cada placa são mostradas na seguinte ordem: largura/altura/espessura Série E36/18/11 E (geometria para a série E - um análogo estrangeiro das placas em forma de W) . O análogo doméstico W 10x10 tem quase as mesmas dimensões. Se você usá-lo, poderá passar para a próxima seção. Se tal núcleo magnético não estiver disponível, mas houver Ш12x20x21 feito de ferrite M3000NMS2, usado em fontes de alimentação para TVs 3(4) USCT e outros, é necessário recalcular os parâmetros do transformador. Para isso, na seção Core Size, marque a caixa da janela Fixo e clique no botão Editar, após o qual aparecerá a janela Core Size (Fig. 11).
Deixamos inalterado o formato do núcleo magnético da série E (se necessário, na mesma janela você pode selecionar outro núcleo magnético da lista fornecida, por exemplo, a série RM10). A seguir, na janela Geometria, selecione um tamanho padrão próximo ao E42/21/20 existente. Clique no botão OK, após o qual a janela Core Size será fechada. Agora na seção Core Size você pode ler os parâmetros do núcleo magnético selecionado: Ae 236 mm2 (área seccional); Le 98 mm (comprimento médio da linha magnética); Lm 85 mm (comprimento médio da bobina); W 200 mm2 (área transversal da janela); Ve 23100 mm3 (volume do núcleo magnético). Atenção: após aumentar o tamanho, a bandeira vermelha correspondente ao critério não principal Potência Dissipada desapareceu - anteriormente o seu valor Real de 2,2% ultrapassava o exigido, mas agora voltou ao normal e é de 1,4%. Vamos passar para o conteúdo da seção Core Material (material do núcleo magnético). Por padrão o programa oferece: Tipo N27, Fornecedor SIEMENS (marca de ferrite N27 da SIEMENS). Comparando seus parâmetros com as características das ferritas domésticas M3000NMS2 fornecidas no livro de referência [8], notamos sua boa concordância. Se você tiver que usar alguma outra ferrite, você deve marcar a caixa na janela User Defined e clicar no botão Edit, após o qual a janela Transformer Core Material aparecerá, mostrada na Fig. 12.
Permite selecionar o fabricante e a marca da ferrita, cujos parâmetros são exibidos na mesma janela. É importante observar que não importa qual ferrite você escolha, o valor do parâmetro Indutância Primária (ver Fig. 10) permanece inalterado. Vamos passar para a seção Transformer Outlook (parâmetros de saída do transformador), que fornece informações sobre os enrolamentos do transformador. Agora você pode reescrevê-los (ou imprimi-los em uma impressora, existe essa opção) e prosseguir para a implementação prática. Alguns erros de cálculo, como qualquer outro fator desestabilizador, serão nivelados pelas unidades de controle automático do controlador PWM, mas isso reduzirá a margem de estabilidade do SMPS para outras influências perturbadoras. Portanto, é ainda melhor não ter pressa e ajustar os resultados do design auxiliado por computador, aproximando-os o mais possível dos reais. AJUSTANDO OS RESULTADOS DO PROJETO Vejamos novamente a janela Transformer Design, mostrada na Fig. 10. Na seção Seleção de Fios Condutores Paralelos deixaremos a caixa de seleção padrão do programa no item Fio Único, que corresponderá à utilização de condutores simples no enrolamento. Se selecionar o item //Fios (condutores paralelos) e na janela correspondente corrigir os 10 condutores instalados pelo sistema para um número estimado diferente, dependendo da frequência de operação, o programa recalculará os enrolamentos do transformador com novos valores iniciais. É possível utilizar condutores do mesmo diâmetro para todos os enrolamentos. Para fazer isso, basta marcar a caixa na janela Diâmetro Único e pressionar o botão Aplicar. Limitar-nos-emos à utilização de condutores únicos de vários diâmetros. Agora na seção Transformer Outlook você pode ler informações de referência sobre todos os enrolamentos: Entrada AWG20 75T 1W (primário - fio nº 20 conforme padrão AWG, 75 voltas de fio único), Auxiliar AWG42 13T 1W (auxiliar - fio nº 42 , 13 voltas), Saída AWG 13 26T 1W (saída - fio nº 13, 26 voltas). Para saber o diâmetro do fio em milímetros, acesse a seção Detalhes AWG e clique em um dos três botões coloridos, cuja cor corresponde à cor dos enrolamentos. O nome correspondente do enrolamento aparece no cabeçalho AWG Details, e seus parâmetros geométricos e elétricos aparecem abaixo. Por exemplo, para enrolamento auxiliar (Aux) Ø64 um Iso 76 um; Rdc=6,9 R; Rac = 6,9 R (diâmetro - 64 µm = 0,064 mm, com isolamento - 0,076 mm; resistência DC - 6,9 Ohm; resistência AC - 6,9 Ohm). A seção Uso do Transformador fornece padrões básicos que caracterizam algumas das reservas que devem ser fornecidas ao projetar um transformador. Estes incluem Window Factor Utilization (fator de preenchimento da seção transversal da janela), que por padrão não deve exceder 80%, e Bsat Margin (margem para indução máxima no circuito magnético) relativa à indução no modo de saturação Bsat 380 mT - nada menos de 25%. O valor calculado da indução magnética da Densidade de Fluxo 116 mT é apenas cerca de 30% do máximo possível, ou seja, a margem é de 70% e a margem exigida é atendida. Uma indução magnética tão baixa se deve ao entreferro não magnético aqui indicado, igual a 2,28 mm. De acordo com o algoritmo de projeto, o programa calculou que a indutância da indutância primária do enrolamento primário deveria ser 0,73 mH. Mas se você adotar uma abordagem crítica aos resultados do projeto, é necessário levar em consideração antecipadamente o erro nos cálculos. Livros de referência sobre produtos de ferrite indicam que seus parâmetros eletromagnéticos podem diferir dos valores fornecidos em ±25%. Portanto, é melhor não confiar no acaso e não sobrecarregar o complexo de fatores desestabilizadores com influências perturbadoras adicionais, mas corrigir os resultados do projeto. Isto se refere, em primeiro lugar, à indutância do enrolamento primário do transformador. Pois ao desenvolver um SMPS, um radioamador pode ter à sua disposição um circuito magnético com gap não magnético diferente do calculado. Esta circunstância também indica a necessidade de levar em consideração a indutância real do enrolamento primário. As fórmulas matemáticas conhecidas não permitem calcular a indutância do enrolamento primário com alta precisão, uma vez que não levam em consideração a forte influência do gap não magnético na permeabilidade magnética efetiva do material do núcleo magnético. Portanto, a maneira mais fácil é enrolar um enrolamento de teste com o número de voltas mais forte em um circuito magnético existente. meça sua indutância Lprobe e, em seguida, calcule o número de voltas w necessárias para uma determinada indutância L: w = wprobe√ Amostras L/L. É óbvio que a indutância do enrolamento depende muito pouco do diâmetro do condutor. Pode acontecer que o radioamador não tenha à sua disposição o sortimento de fios de enrolamento exigido pelo sistema, mas existe um conjunto de fios de diâmetro diferente que pode ser utilizado para fazer um transformador. Por exemplo, para o enrolamento primário o programa recomenda a utilização de um fio com diâmetro de 0,812 mm. Além disso, com uma frequência de conversão de 30 kHz, você não poderá “forçar” o programa a mudar para condutores paralelos. Entretanto, na maioria dos transformadores de pulso para fontes de alimentação de televisão, os enrolamentos são feitos de vários condutores paralelos. Vamos realizar esta operação fora do sistema de design auxiliado por computador. A partir da condição de igualdade da superfície lateral, igualando a circunferência dos condutores simples e paralelos, determinamos seu diâmetro: d2 = d1/2 -0,41 mm. A indutância do enrolamento primário do transformador, contendo 26 voltas de dois condutores PEV-2 0,41, enrolados em um núcleo magnético de placas do transformador Ш12x20x21 com folga não magnética na haste central de 2,4 mm, revelou-se igual a 103 μH. Para obter a indutância necessária de 730 µH, o enrolamento deve consistir em aproximadamente 70 voltas. Ajustemos proporcionalmente os demais enrolamentos recomendados pelo programa: w2 = (70/75)·13 -12 voltas; wvyx = (70/75) 26 - 24 voltas. A indutância real do enrolamento primário de um transformador fabricado de acordo com os parâmetros fornecidos é aproximadamente igual a 770 μH, o que está de acordo com o cálculo. Para o enrolamento de saída, o programa recomenda a utilização de um fio com diâmetro de 1,8 mm, sendo que a resistência do enrolamento para corrente contínua será de 25 mOhm, e para corrente alternada - 38 mOhm. Infelizmente, o autor não tinha o fio necessário à sua disposição, por isso teve que ser substituído por um existente de diâmetro diferente - 1,5 mm. O inevitável aumento na resistência do enrolamento e a correspondente diminuição na tensão de saída terão que ser compensados aumentando o número de voltas 25. Uma margem significativa do aumento de temperatura calculado do transformador (15,5 ° C contra os 40 ° C permitidos) dá o direito de esperar pela validade de tal ajuste. Concluindo o cálculo do transformador, determinamos a tensão adicional Uadd = (70/25) 27 = 75,6 V, e levando em consideração a eficiência - 81,6 V, que é muito próxima da definida pelo programa e, portanto, do VIPer janela (ver Fig. 8 ) você não precisa voltar. Vamos prosseguir para a escolha de um transistor chaveador. Na barra de ferramentas do DS, clique no botão Waveform (oscilograma), após o qual a janela mostrada na Fig. 13, em que até quatro parâmetros SMPS diferentes podem ser observados simultaneamente por escolha.
Deixamos as duas janelas oferecidas pelo sistema para visualização dos oscilogramas, sendo que na primeira janela exibimos a dependência Idrain = f(Vin)@Pmax (dependência da corrente de dreno da tensão de entrada no consumo máximo de potência), e na segunda - Vdrain = f(Vin)@Pmax (dependência da tensão de dreno da tensão de entrada no consumo máximo de energia). Ao alterar a tensão de entrada usando o controle deslizante na barra de rolagem, você pode explorar a natureza da transformação dos parâmetros especificados. A partir desses diagramas podemos tirar as seguintes conclusões: com todas as alterações permitidas na tensão da rede e nos parâmetros de carga, o SMPS projetado opera em modo de corrente intermitente - isso é adicionalmente evidenciado pela inscrição no canto superior direito das janelas com oscilogramas; a amplitude da corrente de dreno do transistor chaveador na tensão máxima da rede é de 2,7 A; na tensão mínima, a amplitude da corrente permanece a mesma e o ciclo de trabalho dos pulsos de comutação aumenta de 0,18 para 0,24; a tensão máxima no dreno do transistor (na tensão máxima da rede) atinge 640 V. Os resultados obtidos permitem-nos concluir que para o SMPS projetado é permitido utilizar um transistor de efeito de campo KP707V2 ou outro, cuja corrente máxima de dreno seja de 4 A, e a tensão máxima de dreno-fonte seja de 700 V. Para obter os resultados do projeto assistido por computador do SMPS, basta clicar no botão BOM (lista de materiais - lista de elementos) na barra de ferramentas do DS (ver Fig. 6), após o qual a janela Lista BOM aparecerá aparecer (Fig. 14). Se a lista de elementos precisar ser impressa, clique no botão Imprimir.
Lembremos que o cálculo foi realizado para um SMPS comutável VIPer, mas na verdade ele é montado com base em um controlador PWM UC3842. Apesar de todas as suas semelhanças e semelhanças, ainda existe uma diferença significativa que não pode ser ignorada em nenhum caso. Isso se deve ao fato de que no primeiro caso o resistor ajustador de frequência é conectado diretamente à fonte de alimentação do microcircuito +15 V, e no segundo - à fonte interna de tensão estabilizada +5 V. Portanto, em para garantir a frequência necessária dos pulsos de comutação f = 30 kHz em um ciclo de trabalho de valor médio D = (0,18 + 0,24)/2 = 0,21, é necessário ajustar as classificações do circuito RC de ajuste de frequência. A frequência do oscilador no chip UC3842 é determinada dependendo das classificações do circuito RC pela relação f-1,72/RC. O tempo tOFF, durante o qual o transistor chaveador permanece desligado (ver Fig. 1), está relacionado ao período de pulso T e ao ciclo de trabalho D pela igualdade tOFF = T(1-D). Por outro lado, este tempo também é determinado pelos parâmetros do circuito RC: tOFF = RCIn[(0,00063R-2,7)/(0,00063R-4)]. Substituindo essas fórmulas e potencializando a última igualdade, obtemos a equação R = {2,7-4exp[(1-D)/1,72]}/ /{0,00063[1-exp[(1-D)/1,72]] }. Com base no ciclo de trabalho médio necessário D = 0,21, obtemos R = 9,889 kOhm e C = 5798 pF. Talvez um teste de ativação do SMPS mostre que eles precisam de algum ajuste. Para eliminar um desvio significativo na frequência e no ciclo de trabalho dos pulsos de comutação dos calculados, recomendo usar um dispositivo de medição digital para selecionar um resistor e um capacitor com os valores requeridos. O dispositivo desenvolvido pode ser melhorado, por exemplo, adicionando sincronização da frequência de operação do controlador PWM com uma fonte externa de tensão de pulso, desligamento remoto do SMPS, um circuito de controle de tensão de saída secundária e partida “soft”, usando molibdênio-permalloy , bem como núcleos magnéticos GAMMAMET modernos [9]. Literatura
Autor: S.Kosenko, Voronezh
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