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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Uma descrição completa do circuito de alimentação do PC de 200 watts. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Fontes de alimentação Aqui está uma descrição completa do diagrama de circuito de uma das fontes de alimentação chaveadas de 200 watts (PS6220C, fabricada em Taiwan).
A tensão de rede CA é fornecida através do interruptor de rede PWR SW através do fusível de rede F101 4A, filtros de supressão de ruído formados pelos elementos C101, R101, L101, C104, C103, C102 e bobinas L102, L103 em:
A partir do conector JP1, a tensão de rede CA é fornecida para:
Na saída do retificador BR1 estão incluídas as capacitâncias do filtro de suavização C1, C2. O termistor THR limita o surto inicial de corrente de carga para esses capacitores. O switch SW de 115 V/230 V oferece a capacidade de alimentar o UPS tanto a partir de uma rede de 220-240 V quanto de uma rede de 110/127 V. Resistores de alto ohm R1, R2, capacitores shunt C1, C2 são baluns (equalizam as tensões em C1 e C2), e também garantem a descarga desses capacitores após o UPS ser desligado da rede. O resultado do funcionamento dos circuitos de entrada é o aparecimento no barramento de tensão de rede retificado de uma tensão contínua Uep igual a +310 V, com algumas ondulações. Este UPS utiliza um circuito de partida com excitação forçada (externa), que é implementado em um transformador de partida especial T1, em cujo enrolamento secundário, após a conexão do UPS à rede, aparece uma tensão alternada com a frequência da rede de alimentação . Esta tensão é retificada pelos diodos D25, D26, que formam um circuito de retificação de onda completa com ponto médio com o enrolamento secundário T1. C30 é uma capacitância de filtro de suavização, que gera uma tensão constante usada para alimentar o chip de controle U4. O IC TL494 é tradicionalmente usado como chip de controle neste UPS. A tensão de alimentação do capacitor C30 é fornecida ao pino 12 de U4. Como resultado, a tensão de saída da fonte de referência interna Uref = -14 V aparece no pino 4 de U5, o gerador de tensão dente de serra interno do microcircuito é iniciado e as tensões de controle aparecem nos pinos 8 e 11, que são sequências de pulsos retangulares com bordas negativas, deslocadas entre si durante metade do período. Os elementos C29, R50 conectados aos pinos 5 e 6 do microcircuito U4 determinam a frequência da tensão dente de serra gerada pelo gerador interno do microcircuito. O estágio de correspondência neste UPS é feito de acordo com um circuito sem transistor com controle separado. A tensão de alimentação do capacitor C30 é fornecida aos pontos médios dos enrolamentos primários dos transformadores de controle T2, T3. Os transistores de saída do IC U4 desempenham as funções de transistores de estágio correspondentes e são conectados de acordo com o circuito com o OE. Os emissores de ambos os transistores (pinos 9 e 10 do microcircuito) são conectados à “caixa”. As cargas do coletor desses transistores são os semi-enrolamentos primários dos transformadores de controle T2, T3, conectados aos pinos 8, 11 do microcircuito U4 (coletores abertos dos transistores de saída). As outras metades dos enrolamentos primários T2, T3 com os diodos D22, D23 conectados a eles formam circuitos de desmagnetização para os núcleos desses transformadores. Os transformadores T2, T3 controlam os poderosos transistores do inversor meia ponte. A comutação dos transistores de saída do microcircuito causa o aparecimento de EMF de controle pulsado nos enrolamentos secundários dos transformadores de controle T2, T3. Sob a influência desses CEM, os transistores de potência Q1, Q2 abrem alternadamente com pausas ajustáveis (“zonas mortas”). Portanto, a corrente alternada flui através do enrolamento primário do transformador de pulso de potência T5 na forma de pulsos de corrente dente de serra. Isso se explica pelo fato do enrolamento primário T5 estar incluído na diagonal da ponte elétrica, sendo um braço formado pelos transistores Q1, Q2 e o outro pelos capacitores C1, C2. Portanto, quando qualquer um dos transistores Q1, Q2 é aberto, o enrolamento primário T5 é conectado a um dos capacitores C1 ou C2, o que faz com que a corrente flua através dele enquanto o transistor estiver aberto. Os diodos amortecedores D1, D2 garantem o retorno da energia armazenada na indutância de fuga do enrolamento primário T5 durante o estado fechado dos transistores Q1, Q2 de volta à fonte (recuperação). A cadeia C4, R7, que desvia o enrolamento primário T5, ajuda a suprimir processos oscilatórios parasitas de alta frequência que surgem no circuito formado pela indutância do enrolamento primário T5 e sua capacitância entre espiras quando os transistores Q1, Q2 estão fechados, quando a corrente passa o enrolamento primário para abruptamente. O capacitor C3, conectado em série com o enrolamento primário T5, elimina o componente DC da corrente através do enrolamento primário T5, eliminando assim a magnetização indesejada de seu núcleo. Os resistores R3, R4 e R5, R6 formam divisores básicos para os poderosos transistores Q1, Q2, respectivamente, e fornecem um modo de comutação ideal em termos de perdas dinâmicas de potência nesses transistores. O fluxo de corrente alternada através do enrolamento primário T5 causa a presença de EMF de pulso retangular alternado nos enrolamentos secundários deste transformador. O transformador de potência T5 possui três enrolamentos secundários, cada um dos quais possui um terminal do ponto médio. O enrolamento IV fornece uma tensão de saída de +5 V. O conjunto de diodo SD2 (meia ponte) forma um circuito de retificação de onda completa com ponto médio com o enrolamento IV (o ponto médio do enrolamento IV é aterrado). Os elementos L2, C10, C11, C12 formam um filtro de suavização no canal de +5 V. Para suprimir processos oscilatórios parasitas de alta frequência que ocorrem ao comutar os diodos do conjunto SD2, esses diodos são desviados pelos circuitos RC calmantes C8, R10 e C9, R11. Os diodos do conjunto SD2 são diodos com barreira Schottky, que atinge a velocidade necessária e aumenta a eficiência do retificador. O enrolamento III junto com o enrolamento IV fornece uma tensão de saída de +12 V junto com o conjunto de diodos (meia ponte) SD1. Este conjunto forma, com o enrolamento III, um circuito de retificação de onda completa com ponto médio. Porém, o ponto médio do enrolamento III não é aterrado, mas sim conectado ao barramento de tensão de saída de +5 V. Isso possibilitará a utilização de diodos Schottky no canal de geração de +12 V, pois a tensão reversa aplicada aos diodos retificadores com esta conexão é reduzida ao nível permitido para diodos Schottky. Os elementos L1, C6, C7 formam um filtro de suavização no canal de +12 V. Os resistores R9, R12 são projetados para acelerar a descarga dos capacitores de saída dos barramentos de +5 V e +12 V após desligar o UPS da rede. O circuito RC C5, R8 é projetado para suprimir processos oscilatórios que ocorrem no circuito parasita formado pela indutância do enrolamento III e sua capacitância entre espiras. O enrolamento II com cinco derivações fornece tensões de saída negativas de -5 V e -12 V. Dois diodos discretos D3, D4 formam uma meia ponte de retificação de onda completa no canal de geração de -12 V e os diodos D5, D6 - no canal de -5 V. Os elementos L3, C14 e L2, C12 formam filtros de suavização para esses canais. O enrolamento II, assim como o enrolamento III, é desviado por um circuito de amortecimento RC R13, C13. O ponto central do enrolamento II é aterrado. A estabilização das tensões de saída é realizada de diferentes maneiras em diferentes canais. As tensões de saída negativas -5 V e -12 V são estabilizadas usando estabilizadores lineares integrados de três terminais U4 (tipo 7905) e U2 (tipo 7912). Para isso, as tensões de saída dos retificadores dos capacitores C14, C15 são aplicadas às entradas desses estabilizadores. Os capacitores de saída C16, C17 produzem tensões de saída estabilizadas de -12 V e -5 V. Os diodos D7, D9 garantem a descarga dos capacitores de saída C16, C17 através dos resistores R14, R15 após desligar o UPS da rede. Caso contrário, esses capacitores seriam descarregados através do circuito estabilizador, o que é indesejável. Através dos resistores R14, R15, os capacitores C14, C15 também são descarregados. Os diodos D5, D10 desempenham uma função de proteção em caso de falha dos diodos retificadores. Se pelo menos um desses diodos (D3, D4, D5 ou D6) estiver “quebrado”, então, na ausência dos diodos D5, D10, uma tensão de pulso positiva seria aplicada à entrada do estabilizador integrado U1 (ou U2), e através dos capacitores eletrolíticos C14 ou C15 fluiria corrente alternada, o que levaria à sua falha. A presença dos diodos D5, D10 neste caso elimina a possibilidade de tal situação ocorrer, pois a corrente fecha através deles. Por exemplo, se o diodo D3 estiver “quebrado”, a parte positiva do período em que D3 deveria estar fechado, a corrente será fechada no circuito: para D3 - L3 D7-D5 - “caso”. A estabilização da tensão de saída de +5 V é realizada pelo método PWM. Para fazer isso, um divisor resistivo de medição R5, R51 é conectado ao barramento de tensão de saída de +52 V. Um sinal proporcional ao nível de tensão de saída no canal de +5 V é removido do resistor R51 e alimentado na entrada inversora do amplificador de erro DA3 (pino 1 do chip de controle). A entrada direta deste amplificador (pino 2) é fornecida com um nível de tensão de referência retirado do resistor R48, que está incluído no divisor VR1, R49, R48, que é conectado à saída da fonte de referência interna do microcircuito U4 Uref = +5 V. Quando o nível de tensão no barramento + muda 5 V, sob a influência de vários fatores desestabilizadores, a magnitude da incompatibilidade (erro) entre os níveis de referência e de tensão controlada nas entradas do amplificador de erro DA3 muda. Como resultado, a largura (duração) dos pulsos de controle nos pinos 8 e 11 do microcircuito U4 muda de forma a retornar a tensão de saída desviada de +5 V ao valor nominal (como a tensão no barramento de +5 V diminui, a largura dos pulsos de controle aumenta e, à medida que essa tensão aumenta, diminui). A operação estável (sem geração parasita) de todo o circuito de controle é garantida por uma cadeia de feedback negativo dependente da frequência em torno do amplificador de erro DA3. Esta cadeia é conectada entre os pinos 3 e 2 do chip de controle U4 (R47, C27). A tensão de saída +12 V neste UPS não está estabilizada. O nível das tensões de saída neste UPS é ajustado apenas para os canais de +5 V e +12 V. Este ajuste é realizado alterando o nível da tensão de referência na entrada direta do amplificador de erro DA3 usando o resistor de corte VR1. Ao alterar a posição do controle deslizante VR1 durante o processo de configuração do UPS, o nível de tensão no barramento de +5 V mudará dentro de certos limites e, portanto, no barramento de +12 V, porque a tensão do barramento de +5 V é fornecida ao ponto médio do enrolamento III. A proteção combinada deste UPS inclui:
Vejamos cada um desses esquemas. O circuito de controle limitador usa o transformador de corrente T4 como sensor, cujo enrolamento primário é conectado em série com o enrolamento primário do transformador de pulso de potência T5. O resistor R42 é a carga do enrolamento secundário T4, e os diodos D20, D21 formam um circuito de retificação de onda completa para a tensão de pulso alternada removida da carga R42. Os resistores R59, R51 formam um divisor. Parte da tensão é suavizada pelo capacitor C25. O nível de tensão neste capacitor depende proporcionalmente da largura dos pulsos de controle nas bases dos transistores de potência Q1, Q2. Este nível é alimentado através do resistor R44 para a entrada inversora do amplificador de erro DA4 (pino 15 do chip U4). A entrada direta deste amplificador (pino 16) está aterrada. Os diodos D20, D21 são conectados de modo que o capacitor C25, quando a corrente flui através desses diodos, seja carregado com uma tensão negativa (em relação ao fio comum). Em operação normal, quando a largura dos pulsos de controle não ultrapassa os limites aceitáveis, o potencial do pino 15 é positivo, devido à conexão deste pino através do resistor R45 ao barramento Uref. Se a largura dos pulsos de controle aumentar excessivamente por qualquer motivo, a tensão negativa no capacitor C25 aumenta e o potencial do pino 15 torna-se negativo. Isso leva ao aparecimento da tensão de saída do amplificador de erro DA4, que anteriormente era igual a 0 V. Um aumento adicional na largura dos pulsos de controle leva ao fato de que o controle de comutação do comparador PWM DA2 é transferido para o amplificador DA4, e o subsequente aumento na largura dos pulsos de controle não ocorre mais (modo de limitação), porque a largura desses pulsos não depende mais do nível do sinal de feedback na entrada direta do amplificador de erro DA3. O circuito de proteção contra curto-circuito em cargas pode ser condicionalmente dividido em proteção de canais para geração de tensões positivas e proteção de canais para geração de tensões negativas, que são implementados aproximadamente no mesmo circuito. O sensor do circuito de proteção contra curto-circuito nas cargas dos canais que geram tensões positivas (+5 V e +12 V) é um divisor diodo-resistivo D11, R17, conectado entre os barramentos de saída desses canais. O nível de tensão no ânodo do diodo D11 é um sinal controlado. Em operação normal, quando as tensões nos barramentos de saída dos canais de +5 V e +12 V estão em valores nominais, o potencial anódico do diodo D11 é de cerca de +5,8 V, porque a corrente flui através do divisor do sensor do barramento de +12 V para o barramento de +5 V ao longo do circuito: barramento de +12 V - R17-D11 - barramento de +5 V. O sinal controlado do ânodo D11 é alimentado ao divisor resistivo R18, R19. Parte dessa tensão é retirada do resistor R19 e fornecida à entrada direta do comparador 1 do microcircuito U3 do tipo LM339N. A entrada inversora deste comparador é alimentada com um nível de tensão de referência do resistor R27 do divisor R26, R27 conectado à saída da fonte de referência Uref=+5 V do chip de controle U4. O nível de referência é selecionado de forma que, durante a operação normal, o potencial da entrada direta do comparador 1 exceda o potencial da entrada inversa. Em seguida, o transistor de saída do comparador 1 é fechado e o circuito UPS opera normalmente no modo PWM. No caso de um curto-circuito na carga do canal de +12 V, por exemplo, o potencial anódico do diodo D11 torna-se igual a O V, portanto o potencial da entrada inversora do comparador 1 ficará maior que o potencial do direto entrada e o transistor de saída do comparador será aberto. Isso causará o fechamento do transistor Q4, que normalmente é aberto pela corrente de base que flui pelo circuito: Barramento Upom - R39 - R36 b-e Q4 - “case”. Ligar o transistor de saída do comparador 1 conecta o resistor R39 à "caixa" e, portanto, o transistor Q4 é desligado passivamente por polarização zero. O fechamento do transistor Q4 implica carregar o capacitor C22, que serve como elemento de retardo para a proteção. O atraso é necessário porque durante o processo de entrada do modo UPS, as tensões de saída nos barramentos de +5 V e +12 V não aparecem imediatamente, mas à medida que os capacitores de saída de alta capacidade são carregados. A tensão de referência da fonte Uref, ao contrário, aparece quase imediatamente após o UPS ser conectado à rede. Portanto, no modo de partida, o comparador 1 comuta, seu transistor de saída abre, e se faltasse o capacitor de retardo C22, isso faria com que a proteção disparasse imediatamente quando o UPS fosse ligado à rede. Porém, C22 está incluído no circuito, e a proteção opera somente após a tensão nele atingir o nível determinado pelos valores dos resistores R37, R58 do divisor conectado ao barramento Upom e que é a base do transistor Q5. Quando isso acontece, o transistor Q5 abre e o resistor R30 é conectado através da baixa resistência interna deste transistor ao “caixa”. Portanto, surge um caminho para que a corrente de base do transistor Q6 flua pelo circuito: Uref - unidade Q6 - R30 - unidade Q5 “case”. O transistor Q6 é aberto por esta corrente até a saturação, como resultado a tensão Uref = 5 V, que alimenta o transistor Q6 ao longo do emissor, é aplicada através de sua baixa resistência interna ao pino 4 do chip de controle U4. Isso, como foi mostrado anteriormente, leva à parada do caminho digital do microcircuito, ao desaparecimento dos pulsos de controle de saída e à cessação da comutação dos transistores de potência Q1, Q2, ou seja, para desligamento protetor. Um curto-circuito na carga do canal de +5 V resultará no potencial anódico do diodo D11 sendo apenas cerca de +0,8 V. Portanto, o transistor de saída do comparador (1) estará aberto e ocorrerá um desligamento de proteção. De forma semelhante, a proteção contra curto-circuito é construída nas cargas dos canais que geram tensões negativas (-5 V e -12 V) no comparador 2 do chip U3. Os elementos D12, R20 formam um sensor-divisor resistivo a diodo, conectado entre os barramentos de saída dos canais de geração de tensão negativa. O sinal controlado é o potencial catódico do diodo D12. Durante um curto-circuito em uma carga de canal de -5 V ou -12 V, o potencial do cátodo D12 aumenta (de -5,8 a 0 V para um curto-circuito em uma carga de canal de -12 V e para -0,8 V para um curto-circuito em uma carga de canal de -5 V). Em qualquer um destes casos, o transistor de saída normalmente fechado do comparador 2 abre, o que faz com que a proteção opere de acordo com o mecanismo acima. Neste caso, o nível de referência do resistor R27 é fornecido à entrada direta do comparador 2, e o potencial da entrada inversora é determinado pelos valores dos resistores R22, R21. Esses resistores formam um divisor bipolarmente alimentado (o resistor R22 está conectado ao barramento Uref = +5 V, e o resistor R21 está conectado ao cátodo do diodo D12, cujo potencial na operação normal do UPS, como já observado, é - 5,8 V). Portanto, o potencial da entrada inversora do comparador 2 em operação normal é mantido inferior ao potencial da entrada direta, e o transistor de saída do comparador será fechado. A proteção contra sobretensão de saída no barramento de +5 V é implementada nos elementos ZD1, D19, R38, C23. O diodo Zener ZD1 (com tensão de ruptura de 5,1 V) é conectado ao barramento de tensão de saída de +5 V. Portanto, desde que a tensão neste barramento não exceda +5,1 V, o diodo zener está fechado e o transistor Q5 é também fechado. Se a tensão no barramento de +5 V aumentar acima de +5,1 V, o diodo zener “rompe” e uma corrente de desbloqueio flui para a base do transistor Q5, o que leva à abertura do transistor Q6 e ao aparecimento da tensão Uref = +5 V no pino 4 do chip de controle U4, Essa. para desligamento protetor. O resistor R38 é um reator para o diodo zener ZD1. O capacitor C23 evita que a proteção seja acionada durante surtos aleatórios de tensão de curto prazo no barramento de +5 V (por exemplo, como resultado da estabilização da tensão após uma diminuição repentina na corrente de carga). O diodo D19 é um diodo de desacoplamento. O circuito de geração de sinal PG neste UPS é de dupla funcionalidade e é montado nos comparadores (3) e (4) do microcircuito U3 e do transistor Q3. O circuito é construído com base no princípio de monitorar a presença de tensão alternada de baixa frequência no enrolamento secundário do transformador de partida T1, que atua neste enrolamento somente se houver tensão de alimentação no enrolamento primário T1, ou seja, enquanto o UPS estiver conectado à rede elétrica. Quase imediatamente após o UPS ser ligado, a tensão auxiliar Upom aparece no capacitor C30, que alimenta o chip de controle U4 e o chip auxiliar U3. Além disso, a tensão alternada do enrolamento secundário do transformador de partida T1 através do diodo D13 e do resistor limitador de corrente R23 carrega o capacitor C19. A tensão de C19 alimenta o divisor resistivo R24, R25. Do resistor R25, parte dessa tensão é fornecida à entrada direta do comparador 3, o que leva ao fechamento de seu transistor de saída. A tensão de saída da fonte de referência interna do microcircuito U4 Uref = +5 V, que aparece imediatamente a seguir, alimenta o divisor R26, R27. Portanto, o nível de referência do resistor R3 é fornecido à entrada inversora do comparador 27. Contudo, este nível é escolhido para ser inferior ao nível da entrada direta e, portanto, o transistor de saída do comparador 3 permanece no estado desligado. Portanto, o processo de cobrança da capacidade de retenção C20 começa ao longo da cadeia: Upom - R39 - R30 - C20 - “habitação”. A tensão, que aumenta à medida que o capacitor C20 é carregado, é aplicada à entrada inversa 4 do microcircuito U3. A entrada direta deste comparador é alimentada com tensão do resistor R32 do divisor R31, R32 conectado ao barramento Upom. Contanto que a tensão no capacitor de carga C20 não exceda a tensão no resistor R32, o transistor de saída do comparador 4 está fechado. Portanto, uma corrente de abertura flui para a base do transistor Q3 através do circuito: Upom - R33 - R34 - b-e Q3 - “caso”. O transistor Q3 está aberto à saturação e o sinal PG retirado de seu coletor tem um nível passivo baixo e proíbe a partida do processador. Durante este tempo, durante o qual o nível de tensão no capacitor C20 atinge o nível no resistor R32, o UPS consegue entrar de forma confiável no modo de operação nominal, ou seja, todas as suas tensões de saída aparecem por completo. Assim que a tensão em C20 exceder a tensão removida de R32, o comparador 4 irá comutar e seu transistor de saída será aberto. Isso fará com que o transistor Q3 feche e o sinal PG obtido de sua carga coletora R35 se torne ativo (nível H) e permita a inicialização do processador. Quando o UPS é desligado da rede, a tensão alternada desaparece no enrolamento secundário do transformador de partida T1. Portanto, a tensão no capacitor C19 diminui rapidamente devido à baixa capacitância deste último (1 μF). Assim que a queda de tensão no resistor R25 se tornar menor do que no resistor R27, o comparador 3 comutará e seu transistor de saída abrirá. Isto implicará um desligamento protetor das tensões de saída do chip de controle U4, porque o transistor Q4 abrirá. Além disso, através do transistor de saída aberto do comparador 3, o processo de descarga acelerada do capacitor C20 terá início ao longo do circuito: (+)C20 - R61 - D14 - capacitor do transistor de saída do comparador 3 - “caixa”. Assim que o nível de tensão em C20 se tornar menor que o nível de tensão em R32, o comparador 4 comutará e seu transistor de saída fechará. Isto fará com que o transistor Q3 abra e o sinal PG vá para um nível baixo inativo antes que as tensões nos barramentos de saída do UPS comecem a diminuir inaceitavelmente. Isso inicializará o sinal de redefinição do sistema do computador e redefinirá toda a parte digital do computador ao seu estado original. Ambos os comparadores 3 e 4 do circuito de geração de sinal PG são cobertos por realimentação positiva por meio dos resistores R28 e R60, respectivamente, o que acelera sua comutação. Uma transição suave para o modo neste UPS é tradicionalmente garantida usando o circuito de formação C24, R41 conectado ao pino 4 do chip de controle U4. A tensão residual no pino 4, que determina a duração máxima possível dos pulsos de saída, é definida pelo divisor R49, R41. O motor do ventilador é alimentado pela tensão do capacitor C14 no canal de geração de tensão de -12 V através de um filtro de desacoplamento adicional em forma de L R16, C15. Autores: Golovkov A. V., Lyubitsky V. B.
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