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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Comparador rápido de tensão de rede em um chip CMOS. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Proteção de equipamentos contra operação de emergência da rede, fontes de alimentação ininterruptas Uma parte importante de uma fonte de alimentação ininterrupta, um estabilizador de tensão de rede discreto de alta velocidade ou um dispositivo para proteção contra desvios de emergência na tensão da rede é uma unidade de monitoramento de tensão de rede ou um comparador de tensão de rede (VSC). A aparente simplicidade do problema à primeira vista é enganosa. A dificuldade é que existe uma tensão alternada ou pulsante na entrada do VSC, e o sinal de saída do VSC deve ser contínuo. Neste caso, é impossível utilizar vários filtros RC e LC para suavização, pois introduzem um atraso significativo na resposta do VS às mudanças na tensão da rede. Consequentemente, o SSC deve comparar a tensão de entrada com a tensão de referência periodicamente, de forma síncrona com a frequência da rede, e lembrar o resultado da comparação anterior até a próxima. Como a tensão da rede é senoidal e geralmente possui um coeficiente harmônico baixo (<6%), é possível controlar o valor da amplitude da tensão da rede e utilizá-lo para avaliar o valor da tensão efetiva. O chamado detector de pico [3] pode ser usado como detector de amplitude de tensão. A desvantagem de usar um detector de pico é que ele deve ser reiniciado todas as vezes antes de realizar uma nova medição. Um dispositivo funcionalmente mais simples pode ser construído em um monovibrador reinicializável com um circuito para monitorar o excesso do nível de tensão da rede elétrica. Neste caso, o circuito pode ser montado em chips digitais, principalmente em circuitos CMOS. Esta escolha não é acidental, uma vez que os parâmetros de comutação dos circuitos CMOS têm estabilidade de temperatura excepcionalmente alta [1]: flutuações na temperatura ambiente na faixa de -55 a +125 ° C alteram seções individuais da característica de transferência em não mais que 5% . Deve-se esperar que na faixa de temperatura de +15 a +35° C (o que é típico para instalações residenciais) as características de transferência não mudem mais do que 0,6%, o que é muito melhor do que os 1...2% exigidos. . Além disso, os circuitos CMOS possuem consumo de energia extremamente baixo, o que pode ser importante ao utilizar SSCs em dispositivos de rastreamento.
No circuito (Fig. 1), a tensão de rede de teste pré-retificada é fornecida à entrada INPUT. Se for necessária isolação galvânica, a tensão da rede é fornecida através de um transformador de isolação. Usando um divisor que consiste em um resistor de sintonia R1 e resistores R2, R3, o KSN é ajustado para um determinado limite de resposta. Os valores dos resistores divisores são indicados para o caso em que +UP=5 V, e a amplitude da tensão na entrada INPUT é de 17 V (~12 V rms). O capacitor C1 serve para filtrar ruídos de impulso curto vindos da rede. O diodo VD1 limita a tensão de saída do divisor em +UP. Os três primeiros inversores DD1 e os resistores R4, R5 contêm um gatilho Schmitt, que é acionado quando a tensão da rede atinge o nível de disparo Us1. O vibrador único reinicializável (SW) consiste em uma cadeia KS R6, C2 e um gatilho Schmitt montado nos três inversores e resistores restantes R7, R9. O resistor R8 é necessário para obter histerese para o funcionamento de todo o dispositivo. Por +UP queremos dizer uma tensão de alimentação do circuito CMOS de 3...15 V. A Fig. 2 mostra os diagramas de temporização para o circuito SCV mostrado na Fig. 1. Enquanto a amplitude da tensão da rede não atingiu o limite de disparo Uc1 do gatilho Schmitt, um nível lógico alto (LU) está presente em sua saída (pino 6 de DD1). Na saída OUTPUT do KSN (pino 8 do DD1) há um LU baixo, indicando que a tensão da rede está abaixo de um nível especificado.
Assim que a amplitude da tensão da rede exceder o limite de disparo Uc1 do gatilho Schmitt, pulsos baixos de LU sincronizados com a frequência da rede aparecerão em sua saída (pino 6 de DD1). Esses pulsos são enviados para a entrada do software através do diodo VD1. A constante de tempo da cadeia RC R6C2 é escolhida de modo que a saída do software permaneça em um nível alto contínuo enquanto os pulsos de disparo da saída do gatilho Schmitt são recebidos em sua entrada. Conseqüentemente, uma LU alta estará presente na saída OUTPUT do VOS enquanto a tensão da rede estiver acima do nível especificado. A Figura 3 mostra um circuito VSC simplificado usando um número menor de inversores. A diferença entre este circuito e o circuito SCH mostrado na Fig. 1 é que ele tradicionalmente não inclui a cadeia RC R6C2.
Os SSCs descritos acima (vamos chamá-los de SSCs do primeiro tipo) são mais eficazes no controle do aumento da tensão da rede acima de um determinado nível. Quando a tensão da rede falha, este circuito gera um sinal para diminuir o nível da rede com um atraso de 7...10 ms, devido à constante de tempo de carga do circuito RC do software. Livrar-se parcialmente do atraso especificado ao monitorar uma diminuição na tensão da rede abaixo de um determinado nível permite o segundo tipo de VSC, que funciona segundo o princípio de medir a duração da pausa DT, quando a tensão instantânea de meia onda senoidal na entrada INPUT é menor que Uc (Fig. 4).
A amplitude Ua da tensão de rede medida determina o intervalo DT de acordo com a expressão DT=arco seno(Uc/Ua)/πf. A não linearidade da curva de tensão medida no intervalo de tempo DT=10° pode ser desprezada [2]. Se DT=10°, então Ua=11Uc, e o atraso de resposta do VS quando a tensão da rede cai é de aproximadamente 0,6 ms. O diagrama do SCV operando de acordo com o princípio especificado é mostrado na Fig. 5, e os diagramas de temporização são mostrados na Fig.
Usando o divisor de entrada R1, R2, R3, a proporção necessária de Ua e Uc é alcançada. Como Uc no nosso caso é igual à tensão de comutação do circuito CMOS, igual a UP/2, então para obter um atraso de <0,6 ms é necessário selecionar Ua = 5,5UP. O diodo VD1 limita a tensão de saída do divisor para +UP. A tensão da saída do divisor é fornecida à entrada do comparador, que é um gatilho Schmitt montado nos dois primeiros inversores DD1. Um comparador é necessário para gerar pulsos LU altos quando o nível semi-senoidal excede o limite Uc. A LU alta na saída do comparador, através do diodo VD2, é fornecida à entrada do primeiro software, montado no terceiro e quarto inversores DD1, nos resistores R7, R9, R10 e no capacitor C2. Usando o resistor de corte R1, um sinal LU alto e contínuo é obtido na saída do software em uma tensão de rede superior à especificada. Quando a tensão da rede diminui, aparecem pulsos LU baixos na saída do primeiro software, que através do diodo VD3 são enviados para a entrada do segundo software, montado no quinto e sexto inversores DDI, resistores R6, R11, R12 e capacitor C3. A partir desses pulsos na saída OUTPUT do KSN, o segundo software gera uma LU baixa contínua, sinalizando que a tensão da rede está abaixo de um nível especificado ou está totalmente ausente. O resistor R8 é usado para obter a histerese necessária da característica de comutação VS. A partir do diagrama de temporização (Fig. 6) pode-se observar que quando a tensão da rede aumenta, uma LU alta é formada na saída do segundo tipo VSC com um atraso de aproximadamente 10 ms. Ao repetir soluções de projeto de circuitos, deve-se levar em consideração que devido a alguma dispersão nos parâmetros de comutação dos circuitos CMOS, pode ser necessário esclarecer o valor do resistor R6 dos circuitos RC. Para obter a histerese das características de comutação da SCV, é necessário esclarecer o valor do resistor R8, que está no circuito de realimentação positiva. Literatura:
Autor: V. Ya. Volodin
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