A escolha dos transistores MIS para o conversor de tensão de um automóvel ULF. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica

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 Comentários do artigo

1. Aprenda a ler fontes primárias

“De todos os parâmetros de um transistor MIS, o mais importante para nós é a resistência de canal aberto.” Klausmóvel

Isso mesmo, mas não é o único. Vamos pegar a documentação do transistor de potência (digamos, IRFP054N) e desmontá-lo peça por peça. E ao longo do caminho, definiremos prioridades – o que é importante e o que não é. Direi imediatamente que com base em três parâmetros principais - resistência do canal Rds, tensão máxima de operação da fonte de drenagem Vbrds e corrente do canal Id, conclusões podem ser tiradas, mas é aconselhável operar com um conjunto completo de dados. Até porque os parâmetros máximos permitidos em +25C garantem a morte do dispositivo a 100C. E, além disso, os dados limite interpretados pelos diferentes fabricantes nem sempre são comparáveis.

Então, vamos ler o documento

Máximos absolutos

Corrente de drenagem constante em Vgs=10V: Id=81A a 25C, Id=57A a 100C. E a nota diz - “Calculado com base na resistência térmica máxima (ideal) do case.” Portanto, é inatingível na vida real. Nós mesmos determinaremos a corrente limite com base na potência térmica razoável, ciclo de trabalho de pulso e resistência do canal.

Corrente de drenagem de pulso Id=290A (com reservas semelhantes). Maravilhoso, mas igualmente inacessível.

Potência térmica dissipada a 25C Pmax=170W e seu coeficiente redutor de temperatura LDF(Pmax)=-1.1W/C. Esses dois parâmetros sempre vivem inseparavelmente. Afinal, quando o cristal é aquecido a 125C (isso é normal), a potência máxima permitida é reduzida para 170-1.1*(125-25)=60W. São 60 W, e com reserva - 50 W, e vamos nos concentrar por enquanto.

Limite de tensão da porta-fonte (Vgs) - +/-20V. Seguro o suficiente para rede de 12V.

Resistência térmica

Caixa de junção PN - Rjc=0.9 C/W. Isso significa que com 50W de perda térmica, a temperatura da área de trabalho do cristal será 0.9 * 50 = 45 graus maior que a temperatura do corpo do transistor (que por sua vez é menor que a temperatura média do radiador) .

Carcaça do radiador, superfície plana com graxa de silicone - Rcs=0.24 C/W. Aqueles. 60W proporcionarão outros 12C de perda de calor. Com uma junta de mica será um pouco pior. Outro argumento a favor de transistores completamente isolados. Infelizmente, ainda são poucos e os cães são preciosos...

PN ar de transição (na ausência de radiador) - Rja=40C/W. O que deveria ter sido comprovado é que sem radiador o aparelho é inútil.

Parâmetros elétricos (a 25C na junção pn)

Parâmetros malucos. Levando em consideração o exposto, 25ºC na travessia só podem ocorrer em um inverno muito frio. Portanto, as dependências de todos os parâmetros com a temperatura são extremamente importantes. Graças a Deus, o RI não mente e fala sobre eles com honestidade.

A tensão de ruptura de um canal fechado é Vbrds=55V (Vgs=0V, corrente limite do canal 250μA) e seu coeficiente redutor de temperatura LDF(Pmax)=-0.06W/C. Aqueles. a 125C, o Vbrds cairá para 49V. Duas boas conclusões. Primeiro, a oscilação de tensão no dreno é igual a duas tensões de alimentação (ou seja, 30V no máximo) mais a inevitável oscilação ao comutar (adicione mais 10V) - um total de 40V, o que claramente se enquadra na norma. Em segundo lugar, se 250 µA já for bastante grande e for considerado uma corrente de “quebra”, então a corrente de fuga normal de um transistor fechado é ainda uma ordem de grandeza menor (25 µA a 25C e Vds = 55V, mas 250 µA a 150C) . E claro que não há necessidade de desconectá-lo (o conversor) da bateria na posição de inatividade.

Resistência de canal aberto em Id=43A e Vgs=10V: Rds=12mOhm (miliOhm). Boa resistência. O melhor monocristal neste aspecto, IRFP064N, tem 6.4 mOhm (era a resistência mais baixa em 1999. Os tempos mudam - 2002...). Menos - apenas para módulos multichip. E como ela se comporta com o aumento da temperatura é mostrada no gráfico 4. Quando a temperatura cai para -40C, a resistência diminui em 25%. A 100C - aumenta em 40%. A 175C, duplica. Portanto, em cálculos posteriores sempre opero com o dobro da resistência “nominal”.

Tensão limite da porta Vgsth=2.0..4.0V em Id=250μA. O Gráfico 3 mostra a dependência da temperatura da característica de transferência. Fica claro que 8V é suficiente para garantir a abertura total do canal. “E todo o resto não importa para mim.”

A corrente de fuga da porta IGSS = 100nA não é interessante para nós.

A carga total da porta é 130nC em Vgs=10V, Vds=43V. Este parâmetro define os requisitos para o circuito de disparo (gate driver). Para um cálculo aproximado de tal circuito, consulte o material sobre o uso do IC TL494 em meu site. Indiretamente, também determina a segurança térmica do transistor, pois a maior parte do calor é liberada justamente no processo transitório. E o gráfico 6 mostra sua dependência da tensão da porta. Percebe-se que, em primeiro lugar, a “capacitância” da porta é não linear e, em segundo lugar, as cargas necessárias para abrir e fechar o canal com alimentação de 12V não serão as mesmas. E em segundo lugar, é praticamente independente da tensão de alimentação no canal.

Todos os atrasos de ativação e desativação não têm mais do que 66 ns de atraso, o que nos convém.

Tanques de entrada e saída – já falamos sobre o tanque de entrada. A saída determina as ressonâncias do circuito dreno, que são tratadas pelo amortecedor RC. Porém, comparados ao oscilador gerado pela própria carga (transformador-retificador), eles não são graves.

Parâmetros do diodo de roda livre não estamos particularmente interessados.

Qual é o total?

2. Conte nos dedos

eu inventei um simples sinal (no Excel 98), no qual é possível avaliar as condições térmicas e a eficiência do circuito primário do conversor - ou seja, perdas nas chaves e no enrolamento primário. As perdas são apresentadas como a soma das perdas do estado aberto (ver parágrafo acima) e do estado de transição.

As perdas no estado são proporcionais ao quadrado da corrente de entrada (ou seja, o quadrado do consumo de energia), as perdas transitórias são linearmente proporcionais à corrente de entrada (potência). Pode-se observar que as perdas transitórias dominam em baixa potência; em altas potências, as perdas na resistência do canal aberto aumentam e reduzem drasticamente a eficiência do circuito primário. Ao mesmo tempo, as perdas de calor são bastante baixas. Aqueles. escolher um transistor em um pacote TO-247 ou TO-3 caro e massivo é injustificado - o pacote TO-220 menor não fornecerá condições térmicas piores. Quanto à eficiência de remoção de calor e confiabilidade do projeto, o autor é a favor do TO-220 totalmente isolado (por exemplo, IRFI1010N).

Então, como escolhemos um transistor para um amplificador com potência de saída Ru=200W? Vamos definir as perdas máximas - 12.5% no estado aberto, 7.5% no estado transitório, isso apenas no circuito primário na potência máxima. Assumindo uma eficiência de circuito secundário de 13%, temos uma eficiência geral de 67%. Supondo que a eficiência do amplificador em si também seja de 67% na potência máxima Pу (digamos 200 W), temos Pin = 2.2 Py = 440 W. Neste caso, a corrente média de entrada Iin = 440W / 12V = 37A, e a corrente das chaves abertas com ciclo de trabalho total de 80% é 37A/0.8 = 46A. As perdas não devem exceder 55W no estado aberto e 33W durante processos transitórios. Como Rotkr=I^2 *Rds (lei de Joule-Lenz, deixe-me lembrá-lo), Rds não deve ser superior a 55W/(46A)^2, ou seja, 26 mOhm - o dobro do valor do "passaporte". Portanto, o IRFP054N se encaixa praticamente sem margem. Mas o IRFI1010N e o BUZ100 caberão da mesma maneira (naturalmente em um TO-220 e não em um gabinete SMD). Mas os transistores BTS131 com Rds = 0.06 Ohm terão que ser instalados de 5 a 6 peças por braço, mas os requisitos de resfriamento para cada um também serão significativamente reduzidos. Isso geralmente é usado ao instalar a bateria de dispositivos MiniDIP ou SMD sem nenhum radiador. É claro que a paralelização de transistores requer técnicas especiais de projeto de circuito e layout de placa, mas com uma potência de saída acima de 200-250W, simplesmente não há outra saída ainda. Remeto aos curiosos o artigo histórico de Shikhman em “Master 12 Volt” sobre o design do amplificador Lantsarov

Quanto à potência dissipada nas frentes, praticamente não depende de Rds - apenas da corrente e da duração da frente. É bem possível encaixá-lo em 2 a 3 por cento do período e encerrar a questão para quaisquer correntes permitidas.

3. Resumo

Selecionamos transistores de baixa tensão (Vbrds = 55-100V) no pacote TO-220, ou melhor ainda, TO-220 Fullpak, com base na resistência do canal da placa de identificação