1. Características do IP

Circuitos de proteção de ION e subtensão. O circuito liga quando a energia atinge o limite de 5.5 a 7.0 V (valor típico de 6.4 V). Até o momento, os barramentos de controle interno proíbem o funcionamento do gerador e da parte lógica do circuito. A corrente sem carga na tensão de alimentação +15V (os transistores de saída estão desabilitados) não é superior a 10 mA. ION +5V (+4.75..+5.25 V, estabilização de saída não pior que +/- 25mV) fornece uma corrente de fluxo de até 10 mA. O ION só pode ser reforçado usando um seguidor de emissor NPN (ver TI pp. 19-20), mas a tensão na saída de tal “estabilizador” dependerá muito da corrente de carga.

Gerador gera uma tensão dente de serra de 5..+0V (a amplitude é definida pelo ION) no capacitor de temporização Ct (pino 3.0) para o TL494 Texas Instruments e 0...+2.8V para o TL494 Motorola (o que podemos espera dos outros?), respectivamente, para TI F =1.0/(RtCt), para Motorola F=1.1/(RtCt).

Frequências de operação de 1 a 300 kHz são aceitáveis, com a faixa recomendada Rt = 1...500 kOhm, Ct = 470pF...10 μF. Neste caso, o desvio de frequência de temperatura típico é (naturalmente, sem levar em conta o desvio dos componentes conectados) +/-3%, e o desvio de frequência dependendo da tensão de alimentação está dentro de 0.1% em toda a faixa permitida.

Para desligar o gerador remotamente, pode-se utilizar uma chave externa para curto-circuitar a entrada Rt (6) para a saída do ION, ou curto-circuitar Ct para o terra. Obviamente, a resistência de vazamento da chave aberta deve ser levada em consideração ao selecionar Rt, Ct.

Entrada de controle de fase de repouso (ciclo de trabalho) através do comparador de fase de repouso, define a pausa mínima necessária entre os pulsos nos braços do circuito. Isso é necessário tanto para evitar a passagem de corrente nos estágios de potência fora do IC, quanto para a operação estável do gatilho - o tempo de comutação da parte digital do TL494 é de 200 ns. O sinal de saída é habilitado quando a serra excede a tensão na entrada de controle 4 (DT) em Ct. Em frequências de clock de até 150 kHz com tensão de controle zero, fase de repouso = 3% do período (polarização equivalente do sinal de controle de 100 a 120 mV), em altas frequências a correção integrada expande a fase de repouso para 200. 300 ns.

Usando o circuito de entrada DT, você pode definir uma fase de repouso fixa (divisor RR), modo de partida suave (RC), desligamento remoto (chave) e também usar DT como entrada de controle linear. O circuito de entrada é montado usando transistores PNP, de modo que a corrente de entrada (até 1.0 μA) flui para fora do IC e não para dentro dele. A corrente é bastante grande, portanto, resistores de alta resistência (não mais que 100 kOhm) devem ser evitados. Consulte TI, página 23 para obter um exemplo de proteção contra surtos usando um diodo zener de 3 derivações TL430 (431).

Amplificadores de erro - na verdade, amplificadores operacionais com Ku = 70..95 dB em tensão constante (60 dB para as primeiras séries), Ku = 1 em 350 kHz. Os circuitos de entrada são montados usando transistores PNP, de modo que a corrente de entrada (até 1.0 μA) flui para fora do IC e não para dentro dele. A corrente para o amplificador operacional é bastante grande, a tensão de polarização também é alta (até 10 mV), portanto, resistores de alta resistência nos circuitos de controle (não mais que 100 kOhm) devem ser evitados. Mas graças ao uso de entradas pnp, a faixa de tensão de entrada é de -0.3V a Vsupply-2V.

As saídas dos dois amplificadores são combinadas pelo diodo OR. O amplificador cuja tensão de saída é maior assume o controle da lógica. Neste caso, o sinal de saída não está disponível separadamente, mas apenas a partir da saída do diodo OR (também a entrada do comparador de erros). Assim, apenas um amplificador pode ser colocado em loop no modo linha. Este amplificador fecha o circuito de feedback linear principal na tensão de saída. Neste caso, o segundo amplificador pode ser usado como comparador - por exemplo, quando a corrente de saída é excedida, ou como chave para um sinal de alarme lógico (superaquecimento, curto-circuito, etc.), desligamento remoto, etc. as entradas do comparador são vinculadas ao ION e um sinal lógico é organizado nos sinais de alarme do segundo OR (melhor ainda - sinais de estado lógico E normal).

Ao usar um sistema operacional RC dependente de frequência, você deve lembrar que a saída dos amplificadores é, na verdade, de terminação única (diodo em série!), portanto, carregará a capacitância (para cima) e levará muito tempo para descarregar para baixo. A tensão nesta saída está entre 0..+3.5V (um pouco mais do que a oscilação do gerador), então o coeficiente de tensão cai drasticamente e em aproximadamente 4.5V na saída os amplificadores estão saturados. Da mesma forma, resistores de baixa resistência no circuito de saída do amplificador (loop de feedback) devem ser evitados.

Os amplificadores não são projetados para operar dentro de um ciclo de clock da frequência operacional. Com um atraso de propagação do sinal dentro do amplificador de 400 ns, eles são muito lentos para isso, e a lógica de controle do trigger não permite isso (apareceriam pulsos laterais na saída). Em circuitos PN reais, a frequência de corte do circuito OS é selecionada na ordem de 200-10000 Hz.

Lógica de controle de disparo e saída - Com uma tensão de alimentação de pelo menos 7V, se a tensão da serra no gerador for maior que na entrada de controle DT, и se a tensão da serra for maior do que em qualquer um dos amplificadores de erro (levando em consideração os limites e deslocamentos integrados) - a saída do circuito é habilitada. Quando o gerador é zerado do máximo, as saídas são desligadas. Um trigger com saída de paráfase divide a frequência pela metade. Com 0 lógico na entrada 13 (modo saída), as fases de disparo são combinadas por OR e alimentadas simultaneamente para ambas as saídas; com 1 lógico, são fornecidas em fase para cada saída separadamente.

Transistores de saída - npn Darlingtons com proteção térmica integrada (mas sem proteção de corrente). Assim, a queda de tensão mínima entre o coletor (geralmente fechado no barramento positivo) e o emissor (na carga) é de 1.5 V (típico em 200 mA), e em um circuito com emissor comum é um pouco melhor, 1.1 V típico. A corrente máxima de saída (com um transistor aberto) é limitada a 500 mA, a potência máxima para todo o chip é de 1 W.

2. Recursos do aplicativo

Trabalhe na porta de um transistor MIS. Repetidores de saída

Ao operar em uma carga capacitiva, que convencionalmente é a porta de um transistor MIS, os transistores de saída TL494 são ligados por um seguidor de emissor. Quando a corrente média é limitada a 200 mA, o circuito consegue carregar rapidamente a porta, mas é impossível descarregá-la com o transistor desligado. A descarga da porta usando um resistor aterrado também é insatisfatoriamente lenta. Afinal, a tensão na capacitância da porta cai exponencialmente e, para desligar o transistor, a porta deve ser descarregada de 10V para não mais que 3V. A corrente de descarga através do resistor será sempre menor que a corrente de carga através do transistor (e o resistor aquecerá um pouco e roubará a corrente da chave ao subir).

Opção A. Circuito de descarga através de um transistor pnp externo (emprestado do site de Shikhman - consulte “Fonte de alimentação do amplificador Jensen”). Ao carregar a porta, a corrente que flui através do diodo desliga o transistor PNP externo; quando a saída do IC é desligada, o diodo é desligado, o transistor abre e descarrega a porta para o terra. Menos - funciona apenas com pequenas capacitâncias de carga (limitadas pela reserva de corrente do transistor de saída do IC).

Ao usar o TL598 (com saída push-pull), a função do lado inferior do bit já está conectada ao chip. A opção A não é prática neste caso.

Opção B. Repetidor complementar independente. Como a carga de corrente principal é controlada por um transistor externo, a capacidade (corrente de carga) da carga é praticamente ilimitada. Transistores e diodos - qualquer HF com baixa tensão de saturação e Ck, e reserva de corrente suficiente (1A por pulso ou mais). Por exemplo, KT644+646, KT972+973. O “aterramento” do repetidor deve ser soldado diretamente próximo à fonte do interruptor de alimentação. Os coletores dos transistores repetidores devem ser contornados com capacitância cerâmica (não mostrada no diagrama).

Qual circuito escolher depende principalmente da natureza da carga (capacitância da porta ou carga de comutação), frequência operacional e requisitos de tempo para bordas de pulso. E elas (as frentes) devem ser o mais rápidas possível, pois é durante os processos transitórios na chave MIS que a maior parte das perdas de calor são dissipadas. Recomendo recorrer às publicações da coleção International Rectifier para uma análise completa do problema, mas vou me limitar a um exemplo.

Um poderoso transistor - IRFI1010N - possui uma carga total de referência na porta Qg = 130 nC. Isso não é pouca coisa, porque o transistor possui uma área de canal excepcionalmente grande para garantir uma resistência de canal extremamente baixa (12 mOhm). Estas são as chaves exigidas nos conversores de 12V, onde cada miliohm conta. Para garantir a abertura do canal, o portão deve ser fornecido com Vg=+6V em relação ao terra, enquanto a carga total do portão é Qg(Vg)=60nC. Para descarregar de forma confiável uma porta carregada com 10V, é necessário dissolver Qg(Vg)=90nC.

A uma frequência de clock de 100 kHz e um ciclo de trabalho total de 80%, cada braço opera no modo 4 μs aberto - 6 μs fechado. Suponhamos que a duração de cada frente de pulso não deva ser superior a 3% do estado aberto, ou seja, tf=120ns. Caso contrário, as perdas de calor na chave aumentam acentuadamente. Assim, a corrente de carga média mínima aceitável Ig+ = 60 nC/120 ns = 0.5A, corrente de descarga Ig- = 90 nC/120 ns = 0.75A. E isso sem levar em conta o comportamento não linear das capacitâncias da porta!

Comparando as correntes necessárias com as correntes limitantes do TL494, fica claro que seu transistor embutido operará na corrente limitante e provavelmente não suportará o carregamento oportuno do portão, então a escolha é feita em favor de um seguidor complementar. Em uma frequência de operação mais baixa ou com uma capacitância menor do switch gate, uma opção com centelhador também é possível.

2. Implementação de proteção de corrente, partida suave, limitação do ciclo de trabalho

Como regra, um resistor em série no circuito de carga é solicitado a atuar como um sensor de corrente. Mas roubará preciosos volts e watts na saída do conversor, monitorará apenas os circuitos de carga e não será capaz de detectar curtos-circuitos nos circuitos primários. A solução é um sensor de corrente indutivo no circuito primário.

O próprio sensor (transformador de corrente) é uma bobina toroidal em miniatura (seu diâmetro interno deve, além do enrolamento do sensor, passar livremente pelo fio do enrolamento primário do transformador de potência principal). Passamos o fio do enrolamento primário do transformador pelo toro (mas não pelo fio “terra” da fonte!). Definimos a constante de tempo de subida do detector para cerca de 3-10 períodos da frequência do relógio, o tempo de decaimento para 10 vezes mais, com base na corrente de resposta do optoacoplador (cerca de 2-10 mA com uma queda de tensão de 1.2-1.6 V).

No lado direito do diagrama existem duas soluções típicas para TL494. O divisor Rdt1-Rdt2 define o ciclo de trabalho máximo (fase de repouso mínima). Por exemplo, com Rdt1=4.7 kOhm, Rdt2=47 kOhm na saída 4 a tensão constante é Udt=450mV, o que corresponde a uma fase de repouso de 18..22% (dependendo da série IC e da frequência de operação).

Quando a alimentação é ligada, o Css é descarregado e o potencial na entrada DT é igual a Vref (+5V). O Css é cobrado através do Rss (também conhecido como Rdt2), reduzindo suavemente o potencial DT até o limite inferior limitado pelo divisor. Este é um "início suave". Com Css = 47 μF e os resistores indicados, as saídas do circuito abrem 0.1 s após serem ligadas e atingem o ciclo de operação dentro de outros 0.3-0.5 s.

No circuito, além de Rdt1, Rdt2, Css, existem dois vazamentos - a corrente de fuga do optoacoplador (não superior a 10 μA em altas temperaturas, cerca de 0.1-1 μA em temperatura ambiente) e a corrente de base do IC transistor de entrada fluindo da entrada DT. Para garantir que essas correntes não afetem significativamente a precisão do divisor, Rdt2=Rss é selecionado não superior a 5 kOhm, Rdt1 - não superior a 100 kOhm.

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