|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese|
Aplicação do ADC KR572PV5. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Aplicação de microcircuitos O objetivo do ADC KR572PV5 é converter a tensão de um sinal analógico em formato digital para posterior exibição do nível do sinal por um indicador digital. O dispositivo foi projetado para funcionar em conjunto com um indicador digital de cristal líquido de quatro dígitos. O microcircuito KR572PV5 é fabricado com tecnologia CMOS. O conversor (fig. 1) é composto por peças analógicas e digitais. O analógico contém chaves eletrônicas S1-S11, um amplificador operacional buffer DA1 operando no modo repetidor, um integrador no amplificador operacional DA2 e um comparador DA3. A parte digital inclui gerador G1, dispositivo lógico DD1, contador de pulsos DD2, registro de memória com decodificador de saída DD3.
O conversor usa o princípio da dupla integração, segundo o qual, em um primeiro momento, o capacitor integrador descarregado Sint é carregado por um certo tempo com uma corrente proporcional à tensão medida e, em seguida, é descarregado com uma certa corrente até zero. O tempo durante o qual o capacitor descarrega será proporcional à tensão medida. Este tempo é medido com um contador de pulsos; de sua saída, os sinais são enviados para o indicador. A tensão medida Uin é fornecida à entrada do conversor (pinos 30 e 31). e na saída 36 e 35 - Uarr exemplar. O ciclo de medição (Fig. 2) consiste em três etapas - integração de sinal, ou seja, carga do capacitor de integração (ICC), descarga do capacitor de integração (RIC) e correção automática de zero (ACC). Cada estágio corresponde a uma certa comutação dos elementos do conversor, realizada pelas chaves S1-S11 nos transistores da estrutura MOS. No diagrama da Fig. 1 as inscrições nos interruptores indicam o estágio durante o qual os "contatos" estão fechados. A duração do estágio, precisamente ajustada pelo contador D02, é proporcional ao período da freqüência de clock ft.
Durante o estágio do ZIK, com duração de 4000 períodos da frequência do clock, o sinal de entrada através dos interruptores S1, S2 e do amplificador de buffer DA1 é alimentado na entrada do integrador DA2. Isso causa um acúmulo de carga no capacitor Sint, proporcional e correspondente em sinal à tensão de entrada aplicada. A tensão na saída do integrador OA2 muda a uma taxa constante proporcional ao sinal de entrada. Suponha que no início do estágio ZIK, a carga nos capacitores Sint e Sakn e a tensão de polarização zero do amplificador operacional DA1-DA3 sejam iguais a zero (Sakn é o capacitor de armazenamento da unidade de correção automática de zero). Como a corrente de entrada do integrador DA2 é pequena, não há mudança de tensão no capacitor Sakn e, na verdade, não afeta o processo de integração. O capacitor Sobr permanece carregado do ciclo anterior da fonte de tensão de referência para Uobr. No final do estágio ZIK, o comparador DA3 determina o sinal da tensão de entrada pelo sinal da tensão na saída do integrador DA2. A sensibilidade do comparador DA3 é tal que determina corretamente a polaridade do sinal de entrada, mesmo que o sinal seja significativamente menor que uma contagem. Quando o conversor está operando no estágio RIC, o sinal de entrada para o integrador DA2 não é recebido. As chaves S7, S8 ou S6, S9 são conectadas à sua entrada pelo capacitor Sobr carregado na tensão de referência, e em tal polaridade (este é o motivo da escolha de um ou outro par de chaves) na qual o capacitor Sint é descarregado. A descarga dura até que o capacitor Sint esteja completamente descarregado, ou seja, a tensão na saída do amplificador operacional DA2 torna-se zero. Neste momento, o comparador DA3 conectado em paralelo com o capacitor Sint é acionado e completa o estágio RIC. A carga dos capacitores Sobr e Sakn praticamente não muda. O tempo de descarga do capacitor Sint, expresso em número de períodos de pulsos de clock, é o resultado da medição registrada no contador DD2. O estado do contador é reescrito no registrador DD3 e, após a decodificação em um código de sete elementos, os sinais são enviados ao indicador. Quando o sinal de tensão Uin é oposto ao indicado na fig. 1, o elemento g1 do indicador HG1 indica um sinal de menos. Quando sobrecarregado, apenas o número 1 no dígito mais significativo e o sinal de menos (para tensão negativa) permanecem no display. A etapa AKN começa com a terminação do contador DD2, quando o dispositivo lógico DD1 "fecha os contatos" comutadores S3, S4 e S11. O sistema de rastreamento resultante fornece o carregamento dos capacitores Sint e Sakn a uma tensão que compensa o deslocamento "zero" dos amplificadores operacionais DA1-DA3. Permanece inalterado durante os próximos dois estágios do ZIK e RIK. Como resultado, o erro reduziu para a entrada devido ao deslocamento "zero" e seu desvio de temperatura não excede 10 μV. A operação de todos os nós conversores é controlada pelo gerador de relógio embutido. A taxa de repetição de seus pulsos é determinada pelo elemento externo Rg e Cr. Para suprimir a interferência da rede com valores de frequência que são múltiplos de 50 Hz, a frequência do relógio deve ser escolhida de modo que durante a integração, igual a 4000 períodos do gerador de relógio Tt, caiba um número inteiro Nc de períodos de tensão da rede (a duração de o período de rede é de 20 ms). Assim, 4000Тт = 20 Nc ms, onde Nc = 1, 2, 3, etc. Assim, 1m = 1/Tm = 200/Nc kHz, isto é, 200, 100, 67, 50, 40 kHz; valores menores geralmente não são usados. As classificações dos circuitos de ajuste de frequência do gerador de clock são calculadas pela fórmula Cr = 0,45 / ft * Rg. Para aumentar a estabilidade de frequência entre os terminais 39 e 40, pode ser incluído um ressonador de quartzo (neste caso, os elementos Rg e Cr não são necessários). Quando o conversor está operando a partir de um gerador externo, pulsos de clock são aplicados ao pino. 40; alfinete. 38 e 39 ficam livres. Os limites de tensão de entrada do dispositivo dependem da tensão de referência Uobr e são determinados pela relação Uin.max=±1,999 Uobr. As leituras atuais do indicador devem ser expressas como um número igual a 1000 Uin/Uobr, mas na prática são inferiores em 0,1 ... 0,2%. O período de medição em uma frequência de clock de 50 kHz é de 320 ms. Em outras palavras, o dispositivo faz 3 medições por segundo. Na fig. 3. O conversor é projetado para alimentação unipolar com tensão estável variando de 7 a 10 V. O fio positivo da fonte de alimentação é conectado ao pino. 1 e negativo - para o pino. 26. Com uma tensão de alimentação de 9 V ± 1% e uma temperatura ambiente de 25 + 5 ° C, o consumo máximo de corrente não excede 1,8 mA, enquanto o erro de conversão não é superior a um dígito menos significativo. A resistência de entrada é determinada apenas por vazamento e excede significativamente 100 MΩ.
O conversor está equipado com duas fontes de alimentação embutidas, uma com tensão de 2,9 ± 0,5 V e a segunda com cerca de 5 V. O positivo da primeira é conectado ao pino. 1 e menos - com pino. 32 (essa saída é considerada o fio comum da parte analógica do conversor). A segunda fonte tem um plus no mesmo pino. 1 e menos - no pino 37. A primeira fonte (de três volts) é usada para gerar uma tensão de referência usando um divisor resistivo. A mudança na tensão de saída desta fonte quando a tensão de alimentação do microcircuito flutua dentro de 7,5 ... 10 V não excede 0,05%; o coeficiente de temperatura de tensão é positivo e não excede 0,01% /°C. Esses parâmetros do transdutor fornecem uma precisão muito alta do multímetro, construído em sua base, ao trabalhar em condições de laboratório (com flutuações na temperatura do ar dentro de 15 ... 25 ° C) e bastante aceitável para muitas medições em uma faixa de temperatura mais ampla . Ao mesmo tempo, a impedância de saída da fonte é bastante grande - a uma corrente de carga de 1 mA, a tensão na saída cai cerca de 5%, a 3 mA - em 12%. Portanto, a estabilidade de tensão indicada é realizada apenas com carga constante. Se a carga estiver conectada ao pino. 26 e 32, a corrente de carga não pode exceder 10µA. Esta propriedade da fonte permite organizar uma alimentação bipolar do conversor [1], na qual o fio comum dos dois braços da fonte precisará ser conectado ao pino. 32, o fio do ombro negativo - para o pino. 26, positivo - para o pino. 1; limites de tensão de alimentação - 2x (3,5 ... 5) V. A segunda fonte (cinco volts) é projetada para alimentar os circuitos de controle da tela de cristal líquido. A saída positiva desta fonte é vyv. 1, negativo - pino. 37. A estabilidade de tensão da fonte é pior do que a de uma de três volts, cerca de 10 vezes. A capacidade de carga também é baixa - com uma corrente de carga de 1 mA, a tensão de saída diminui em 0,8 V, para que possa ser usada quase exclusivamente para alimentar o microcircuito que controla o LCD. Na saída F, o conversor gera uma sequência de pulsos retangulares do tipo "meandro" com frequência 800 vezes menor que a frequência de clock (62,5 Hz em fт = 50 kHz). Nas saídas conectadas aos elementos dos dígitos indicadores, a tensão tem a mesma amplitude, forma e frequência, mas está em fase com a tensão na saída F para os elementos invisíveis e fora de fase para os visíveis. O nível baixo desses pulsos corresponde a -5 V (pino 37), e o nível alto corresponde a zero (pino 1). Para sintonizar o gerador de clock, é conveniente quando a frequência de pulso na saída F for igual à frequência da rede. O osciloscópio, na tela em que são observados, é sincronizado com a rede e o gerador de relógio é sintonizado em uma frequência (próxima de 40 kHz) na qual a imagem fica praticamente imóvel. Para controlar quatro pontos decimais, são necessárias quatro portas OR EXCLUSIVAS adicionais (DD1 na Figura 3). Eles repetem a fase "meandro" para vírgulas não indicadas e invertem para aquela que deveria estar visível. Para indicar uma vírgula específica, basta conectar a entrada de controle de vírgula correspondente ao pino. 1 - um ponto comum de fontes de energia (o resto das entradas são deixadas livres). Ao usar a inclusão do chip DD1, isso significará que um nível alto é aplicado à entrada selecionada. Como já mencionado, o ADC no chip KR572PV5 mede a relação dos valores de tensãonas entradas Uin e Uobr. Portanto, existem duas opções principais para sua aplicação. A opção tradicional - a tensão Uobr permanece inalterada, Vin varia dentro de ±2Uobr (ou de 0...2Uobr) [1-5]. A mudança de tensão no capacitor Sint e na saída do integrador DA2 (Fig. 1) para este caso é mostrada na Fig. 4a. Na segunda variante, a tensão Uin permanece constante, mas Uobr muda. Esta variante foi usada em [6] e ilustrada na Fig. 4,6. Uma variante mista também é possível, quando Uin e Uar mudam com uma mudança no valor medido (Fig. 3 em [7]).
A tensão nas entradas e saídas da UO, que fazem parte do conversor, não deve levá-las além dos limites do modo linear de operação. Normalmente, os limites de ±2 V são indicados, significando a mudança na tensão em relação ao fio comum analógico ao usar a fonte de tensão de referência integrada. Arroz. 4 mostra que a tensão mais alta na saída do amplificador operacional DA2 é determinada pela tensão máxima na entrada Uin do conversor. O sinal da tensão na saída do integrador em relação ao pino. 30 é oposto ao sinal da tensão no pino. 31, e o valor Uint pode ser calculado usando a fórmula: Uint=4000Uin/(Sint*Rint*ft). (1). A tensão nesta fórmula é expressa em volts, a capacitância está em microfarads, a resistência está em kiloohms e a frequência do relógio está em kilohertz. Imediatamente, notamos que, para garantir o modo normal de descarga do capacitor Sint, a tensão nele deve ser menor que a tensão entre os pinos. 1 e 32 com uma margem de 0,2 ... 0,3 V. Portanto, não deve ser superior a 2 V com uma fonte de alimentação unipolar do microcircuito e 3 .... 4 V (dependendo das tensões de alimentação) - com um bipolar. Para garantir a máxima precisão de medição, é desejável que um dos valores extremos da tensão no capacitor Sint, variando em uma ampla faixa, se aproxime do máximo possível. Isso determina a escolha correta dos elementos do integrador Sint e Rint: Synt*Rint=4000Uin/(Uint*ft), (2), onde as dimensões são as mesmas de (1). Valores de resistência recomendados Rint = 40...470 kOhm, e para a tensão máxima Uin você precisa selecionar Rint mais próximo do limite superior, para o mínimo - para o limite inferior. A capacitância do capacitor Synth é geralmente 0,1...0,22 µF. Para melhorar a precisão da medição, recomenda-se conectar uma das saídas das fontes da tensão medida e de referência ao fio comum analógico. No entanto, é de interesse prático conectar diferencialmente as entradas do conversor às suas respectivas fontes quando nenhum dos terminais de entrada estiver conectado ao terra. Neste caso, a tensão de modo comum (a tensão de modo comum na entrada é a média aritmética de dois valores de tensão medidos em um terminal de entrada e no outro em relação a qualquer fio de alimentação) na entrada pode assumir qualquer valor de zero a Upit. O sinal de saída de um dispositivo eletrônico ideal é independente da tensão de modo comum em sua entrada. Diz-se que tal dispositivo suprime completamente a tensão de interferência de modo comum. Em um dispositivo real, a supressão de tensão de modo comum não é completa e isso leva a todos os tipos de erros. A supressão de tensão de modo comum nas entradas do conversor KR572PV5 de acordo com o passaporte é de 100 dB, mas seus limites permitidos não são indicados, nos quais o ADC ainda mantém a precisão especificada. Portanto, os limites da tensão de modo comum das entradas Uin e Uobr foram determinados experimentalmente. A tensão Uobr é escolhida igual a 100 mV, Uin - 195 mV, freqüência de clock - 50 kHz, Synth - 0,22 μF, Rint - 47 kOhm. Para tal combinação de parâmetros, a tensão Uint na saída do integrador DA2 e no capacitor Sint ao final do estágio ZIK, calculada pela fórmula (1), é de 1,55 V. O experimento consistiu no fato de que, com a ajuda de duas fontes de alimentação estabilizadas, a tensão de modo comum de uma das entradas foi variada e o erro de medição de tensão foi estimado a partir das indicações da placa indicadora. A tensão de modo comum da outra entrada e os valores de Uin e Uobr permaneceram fixos por meio de divisores resistivos. Em seguida, a outra entrada foi examinada da mesma maneira. Durante o experimento, descobriu-se que a tensão de modo comum de entrada Uobr pode ser alterada em toda a faixa da tensão de alimentação, desde que Uobr<2 V e mantendo a polaridade especificada (Fig. 3). A tensão em cada um dos terminais de entrada não deve ultrapassar o intervalo. Com a entrada Uin, a situação é mais complicada. Há dois casos a serem considerados aqui. Se o sinal de entrada tiver a polaridade correspondente à fig. 1 e 3, a tensão no pino. 31 deve ser menor (negativo) que o pino 1, não menor que 0,6 V. Isso é determinado pela faixa de operação linear do amplificador operacional DA1 como seguidor. No final do estágio ZIK, a tensão na saída do integrador DA2 (pino 27) torna-se Uint menor que o pino. 30. A relação dos níveis de tensão nos terminais é ilustrada pelo diagrama da fig. 5a - linha grossa na parte inferior direita.
À medida que a tensão de modo comum de entrada e "se aproxima do limite inferior do intervalo Upit, a não linearidade da operação do amplificador operacional DA2 começa a afetar. Para o amplificador operacional em transistores CMOS, a faixa de operação linear de o op-amp está próximo da tensão de alimentação total, então a tensão no pino 30 deve permanecer maior que no pino 26, para o valor Uint mais uma pequena margem (cerca de 0,2 V) - a segunda linha grossa na parte inferior esquerda do Fig. 5, a. Com a polaridade oposta do sinal de entrada, a tensão na saída do integrador é maior em Uint do que no pino. 30 (Fig. 5,6), pois é ela que determina a tensão permitida no pino. 30 próximo ao limite superior da tensão no pino. 1. Foi determinado experimentalmente que a margem também não deve ser inferior a 0,2 V, portanto, para Uint \u1,55d 1 V, a diferença Uvy.30 - Uvy.1,75 deve exceder XNUMX V. Com a aproximação da tensão de entrada de modo comum Uin para a tensão no pino. 26 novamente o papel principal começa a desempenhar a faixa permitida de operação linear do OS DA1. A diferença mínima permitida Uvyv.31 - Uvyv.26 - cerca de 1 V (Fig. 5,6). Assim, as linhas grossas mostram as posições extremas da soma Uint + Uin no eixo das coordenadas de tensão tanto para uma como para a outra polaridade Uin. Dos resultados obtidos, conclui-se que para medir a tensão do sinal, o componente de modo comum é o mais próximo possível da tensão no pino. 1, a fonte de sinal deve ser conectada na polaridade mostrada na fig. 1 e 3. Se o componente de modo comum estiver próximo da tensão no pino. 26, a polaridade da conexão deve ser invertida. Com uma polaridade variável da tensão medida, para obter os limites mais amplos possíveis da tensão de modo comum admissível, é possível reduzir a tensão Uint na saída do integrador, por exemplo, para 0,5 V aumentando a capacitância do capacitor Sint ou a resistência do resistor Rint de acordo com a fórmula (2). Quando a tensão na entrada Uin durante a operação do ADC não muda de polaridade, você pode abandonar o capacitor Collect. mas a voltagem exemplar precisará ser aplicada ao pino. 32 e um dos pinos para conectar este capacitor. A voltagem exemplar pode ser aplicada como um sinal de mais ao pino. 33, e menos - para o pino. 32, mas então a polaridade da tensão de entrada deve ser invertida. O indicador "realçará" o sinal de menos (se, é claro, este elemento do indicador estiver conectado). Nos casos em que não é desejável alterar a polaridade da ligação da tensão Uin, é possível aplicar a tensão Uobr de outra forma. - mais para vyv. 32, menos - para o pino. 34. Não haverá sinal de menos no visor, mas a fonte de três volts embutida será inadequada para a formação de uma tensão exemplar. Para reduzir a influência da capacitância de montagem parasita na precisão da medição, especialmente em altos valores de tensão de modo comum, recomenda-se fornecer um condutor de anel na placa de circuito impresso, cobrindo o local de instalação dos elementos Sint, Uint e Sakn . Este condutor está conectado ao pino. 27 fichas. Ao usar uma placa de circuito impresso de dupla face, no verso oposto ao condutor do anel, você deve deixar uma almofada de blindagem de folha conectada ao mesmo pino. 27. Corrente R7C6 na fig. 3 serve para proteger a saída + Uin da eletricidade estática nos casos em que pode ser conectada a qualquer elemento fora da caixa do dispositivo de medição e a saída -Uin - a um fio comum. Se for possível conectar outras entradas ADC a circuitos externos, elas também são protegidas por circuitos semelhantes (como é feito, por exemplo, no multímetro [3] para a entrada Uin). A resistência dos resistores de proteção da entrada Uoep deve ser reduzida para 51 kΩ, caso contrário o tempo de estabilização do instrumento será muito longo. Sobre a capacitância dos capacitores Cobr e Saqn. Os seguintes valores são recomendados em várias literaturas: para uma tensão máxima de entrada de 200 mV Collect = 1 μF, Saqn = 0,47 μF; o mesmo para Uin \u2d 0,1V-0,047 e 35 microfarads. Se durante a operação a tensão Uobr (fornecida aos pinos 36 e 2,6,7) não for alterada, então para aumentar a precisão do ADC, a capacitância Collect pode ser aumentada várias vezes em relação aos valores especificados, e se pode* mudar (como, para exemplo, em [XNUMX]), é indesejável aumentar significativamente a capacitância, pois isso aumentará o tempo de ajuste das leituras. A capacitância do capacitor Sakn afeta significativamente o tempo de estabilização das leituras após sobrecarregar a entrada do conversor. Portanto, em todos os dispositivos mencionados (exceto termômetros [4, 5], onde a sobrecarga é praticamente impossível), é desejável respeitar os valores de capacitância recomendados acima. O capacitor integrador Sint deve ser com dielétrico de baixa absorção, por exemplo, K71-5, K72-9, K73-16, K73-17. Para reduzir o tempo de estabilização das leituras nos casos em que a tensão nos capacitores Sovr e Sakn pode mudar, é desejável usar os mesmos capacitores para eles. Se a tensão neles não mudar, é permitido usar capacitores cerâmicos, por exemplo, KM-6. Como o princípio da dupla integração é caracterizado pela insensibilidade às mudanças na frequência do clock ou na taxa de integração (dentro de limites razoáveis), não há requisitos especiais para a estabilidade do resistor Rint e dos elementos de ajuste de frequência do gerador ADC. Os resistores do divisor que determina a tensão Uobr devem, é claro, ser estáveis. Agora gostaria de comentar brevemente e esclarecer a escolha de alguns elementos publicados na revista de instrumentos de medição digital no ADC KR572PV5, publicado na revista "Radio". Multímetro [2]. A capacitância do capacitor integrador C3 (Fig. 1) ou a resistência do resistor integrador R35 pode ser duplicada, o que eliminará a necessidade de selecionar o resistor R35. Isso também permitirá que você defina a frequência do clock (50 kHz) uma vez durante a configuração, enquanto monitora a frequência do sinal na saída F (62,5 Hz). O capacitor de armazenamento C2 (Collect) pode ser usado em cerâmica KM-6. Todos os itens acima se aplicam ao multímetro [3]. Medidor de capacitância [7]. É melhor reduzir a capacitância do capacitor integrador C11 (Fig. 1) para 0,1 microfarads e C 14 (Sacn) - aumentar para 0,22 microfarads. Para reduzir o tempo de estabilização das leituras, é aconselhável escolher capacitores C 10 (Col) e C14 com um bom dielétrico. Como o sinal da tensão na entrada Uin ADC não muda, o capacitor C10 pode ser excluído. Para fazer isso, o terminal superior do capacitor C9 de acordo com o esquema deve ser comutado para o pino. 33 microcircuitos DD5 (não dá para desconectar do pino 36) e troque os condutores para pino. 30 e 31. Medidor RCL [1]. É desejável aumentar a capacitância do capacitor de armazenamento C19 (Fig. 2) para 1 microfarad, mas pode ser excluído conectando a saída inferior do resistor R21 de acordo com o circuito e o pino. 35 microcircuito DD10 com seu pino. 32, motor resistor trimmer - com pino. 33 e, trocando os condutores entre si, para o pino. 30 e 31; o resistor R22 também é excluído. E para concluir, algumas palavras sobre a possibilidade de combinar estruturas. A tentação de tal combinação é que não é necessário comprar um microcircuito e um indicador caros para cada dispositivo, para montar uma montagem bastante trabalhosa. Observamos imediatamente que todos os medidores, exceto [1, Z], são insensíveis à frequência do relógio, se, é claro, for selecionado da série recomendada com o recálculo correspondente das classificações dos elementos. Para mudar de uma frequência de 50 para 40 kHz, basta aumentar a resistência do resistor integrador Screw em 20%, para uma frequência de 100 kHz, reduzir a capacitância dos capacitores Sint, Sobr, Sakn pela metade. Mantendo-se as classificações dos elementos do medidor RCL [1] e a frequência de seu gerador de clock de 40 kHz, qualquer outro dispositivo pode ser combinado com ele, exceto o medidor de capacitância [7]. Por outro lado, com um medidor [7] com o esclarecimento acima para Sint e Sakn e uma frequência de clock de 100 kHz, é permitido combinar qualquer outro projeto, exceto [1]. Na ausência de ADC KR572PV5 ou indicador de cristal líquido IZhTs5-4/8, os medidores aqui descritos podem ser montados em KR572PV2 e indicadores digitais LED com um ânodo comum, como, por exemplo, foi feito em [8,9]. Todas as recomendações do artigo que você está lendo agora também são aplicáveis a dispositivos baseados no KR572PV2 ADC. Observe que o multímetro [8, 9] utiliza uma alimentação simétrica do conversor, portanto a escolha do valor Xin = 0,1 μF é bastante justificada. Em dispositivos baseados no ADC KR572PV2, uma fonte separada de 4 ... 5 V para uma corrente de cerca de 100 mA deve ser usada para alimentar os indicadores LED. Seu terminal negativo está conectado ao pino. 21 microcircuitos (fio comum digital), que não precisa ser conectado a um fio analógico comum. Observe que ao usar indicadores LED, sua corrente total fluindo pelos circuitos internos do conversor depende do número exibido. Portanto, durante o processo de medição, a temperatura do cristal do microcircuito muda, o que altera significativamente a tensão da fonte de três volts e reduz a precisão das leituras. É por isso que uma fonte exemplar separada é usada no multímetro [8, 9]. A opção de conectar indicadores luminescentes a vácuo ao ADC KR572PV2A é descrita em [4]. Literatura 1. Biryukov S. Medidor digital RCL-Radio, 1996, No. 3, p.38-41; No. 7, p.62; 1997, nº 7, p. 32. Autor: S. Biryukov, Moscou; Publicação: N. Bolshakov, rf.atnn.ru
Máquina para desbastar flores em jardins
02.05.2024 Microscópio infravermelho avançado
02.05.2024 Armadilha de ar para insetos
01.05.2024
▪ Aviões de passageiros sem janelas ▪ Dessalinização da água do mar com base em membrana de nanofibra ▪ SSDs Samsung PM1725 e PM1633 ultra-rápidos ▪ Propriedades do material magnético: do isolante ao metal
▪ seção do site Chamadas e simuladores de áudio. Seleção de artigos ▪ artigo Não sou covarde, mas tenho medo! expressão popular ▪ artigo Onde é usado o trânsito pela esquerda? Resposta detalhada ▪ Artigo Nó de quatro voltas. Dicas de viagem ▪ artigo Relé de som. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Página principal | Biblioteca | Artigos | Mapa do Site | Revisões do site
www.diagrama.com.ua |
Veja outros artigos seção 
Últimas notícias de ciência e tecnologia, nova eletrônica:
Todos os idiomas desta página