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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Medidor de capacitância e EPS de capacitores de óxido - anexo ao multímetro. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Tecnologia de medição O autor continua o tópico de medição dos parâmetros de capacitores de óxido usando um acessório dos populares multímetros da série 83x. Como nos desenvolvimentos anteriores, o decodificador é alimentado pelo estabilizador ADC interno do multímetro. A medição do ESR (ESR) e da capacitância dos capacitores de óxido pode ser realizada sem removê-los da placa. Os artigos [1,2] descrevem um dispositivo que mede a ESR de capacitores de óxido. Seria muito mais conveniente se também medisse a sua capacidade. O diagrama de tal anexo é mostrado na Fig. 1.
Principais características técnicas
O acessório consiste em dois medidores: ESR e capacitância. O tipo de medição é selecionado através da chave SA2. Na posição “ESR” é medido o ESR do capacitor conectado aos soquetes “Cx” (XS1, XS2), e na posição “C” - a capacitância. O projeto do circuito do medidor ESR, conforme mencionado acima, foi retirado de [1, 2], onde também é fornecida uma descrição de operação e configuração. A chave SA2 (seção SA2.2) foi adicionada para desconectar o soquete XS2 do fio comum ao medir capacitância e a conexão dos terminais dreno e fonte do transistor VT3 foi alterada para eliminar o efeito de desvio de seu diodo interno na precisão do sua medição. A redução da capacitância do capacitor C6 para 0,22 mícrons reduziu o tempo para estabelecer as leituras para 4 s. A influência da tensão no capacitor C9 na precisão da medição ESR é excluída pela redução da resistência do resistor R3. O medidor de capacitância é montado de acordo com um esquema bem conhecido, publicado em 1983 pela revista britânica "Wireless World", e na tradução russa - em 1984 pela revista "Radio" [3]. A baixa tensão de saída (3 V) e a baixa capacidade de carga do estabilizador ADC do multímetro exigiram o uso de amplificadores operacionais Rail-to-Rail DA1-DA3 de baixa tensão com um consumo de corrente não superior a 45 μA no medidor de capacitância [ 4]. A tensão de alimentação de -3 V necessária para o funcionamento do medidor é obtida a partir de um conversor de tensão de alta eficiência no chip DA4, conectado de acordo com um circuito padrão. O gerador de função, montado nos amplificadores operacionais DA1.1, DA1.2, DA2.1, produz sinais de pulso bipolares de formato retangular na saída do comparador no amplificador operacional DA1.1 e triangulares na saída do integrador no amplificador operacional DA2.1, mostrado respectivamente na Fig. 2,a eb. O nó no DA1.2 é um inversor que fornece feedback positivo. O limite de medição de capacitância, dependendo da frequência do gerador (50, 5 ou 0,5 Hz), é selecionado com a chave SA1. A amplitude dos sinais triangulares na saída do integrador é dada pela razão das resistências dos resistores R1 e R4 do comparador. É igual a 2 V.
Esses sinais, cuja amplitude é reduzida por um divisor de tensão resistivo R10R11 para 50 mV, são alimentados a um amplificador buffer com ganho de tensão unitário, montado em um amplificador operacional DA2.2. O sinal de sua saída é alimentado ao capacitor medido Cх, um pino do qual está conectado ao soquete XS1. Com tal amplitude deste sinal, as medições podem ser realizadas na maioria dos casos sem retirar o capacitor da placa. O soquete XS2, ao qual está conectado o outro terminal do capacitor que está sendo medido, é conectado através do resistor R17 à entrada inversora do amplificador operacional DA3.2. Quando um capacitor é conectado, este amplificador operacional e o resistor R18 formam um diferenciador, em cuja saída aparecem pulsos trapezoidais multipolares (Fig. 2c). A corrente máxima de entrada do diferenciador, igual à corrente de saída do amplificador buffer, é limitada pelo mesmo resistor R18 (R17 Um detector síncrono é montado em um transistor de efeito de campo VT4 com uma porta isolada. O uso de um transistor de efeito de campo com junção pn aqui, como em [3], é impossível devido à baixa tensão de alimentação. Um comparador baseado no amplificador operacional DA3.1 e no transistor de efeito de campo VT1 controla o estado do detector síncrono. Vamos considerar seu funcionamento a partir do momento em que o capacitor C é conectadoх. Com o aparecimento de um pulso retangular de polaridade negativa na saída do comparador no amplificador operacional DA1.1 (Fig. 2, a), o transistor VT1 abre e a tensão de alimentação de +3 V é fornecida à entrada não inversora do o comparador montado no amplificador operacional DA3.1. Uma tensão de cerca de +3 V aparece e permanece em sua saída (Fig. 2d), então o transistor VT4 está fechado. Este estado do comparador e transistor VT4 é mantido mesmo com a polaridade positiva de um pulso triangular vindo da saída do gerador de função para a entrada não inversora DA3.1 através do resistor R12. Quando a polaridade de um pulso triangular muda, quando a tensão começa a mudar linearmente de 0 a -2 V (Fig. 2, b), o transistor VT1 já está fechado (tensão em sua porta + 3 V) e na saída do comparador do pulso negativo de entrada é ajustado e mantido no tempo tH3M, a tensão é de cerca de -3 V (Fig. 2d). O transistor VT4 do detector síncrono abre. Neste momento, o pulso trapezoidal de polaridade positiva na saída do diferenciador já possui o topo mais plano, e o valor de sua amplitude, como se sabe, é proporcional à capacitância medida Cх. Com o aparecimento do próximo pulso retangular de polaridade negativa na saída do amplificador operacional DA1.1, o processo se repete. As partes detectadas dos pulsos trapezoidais da saída do detector (Fig. 2, c, e) através do resistor R19 são alimentadas ao capacitor C9, que é rapidamente carregado até seu valor de amplitude (Fig. 2, f). O resistor limita a corrente de carga. Do capacitor C9 há uma tensão constante proporcional à capacitância Cх, através de um divisor formado pela resistência do resistor R16 e pela resistência de entrada do multímetro (1 MOhm), vai até a entrada “VΩmA” para medição. O console é montado em uma placa feita de folha de fibra de vidro em ambos os lados. O desenho da placa de circuito impresso é mostrado na Fig. 3, e a localização dos elementos nele está na Fig. 4. Fotografias do console montado são mostradas na Fig. 5. Pino único XP1 "NPNc" - adequado a partir do conector. Os pinos XP2 "VΩmA" e XP3 "COM" são provenientes de cabos de teste do multímetro com falha. Soquetes de entrada XS1, XS2 - bloco de terminais de parafuso 350-02-021-12 série 350 da DINKLE. Os switches SA1, SA2 são controles deslizantes das séries MSS, MS, IS, por exemplo, MSS-23D19 (MS-23D18) e MSS-22D18 (MS-22D16), respectivamente. Os capacitores C2, C3 são de saída de filme importado para uma tensão de 63 V. Todos os outros capacitores são para montagem em superfície. Capacitores C1, C4-C7 - cerâmica tamanho 1206, C8 - 0808, C9-C11 - tântalo B. Todos os resistores são tamanho 1206. Os transistores BSS84 são intercambiáveis com IRLML6302 e IRLML2402 com FDV303N. Ao substituir por outro caso, deve-se levar em consideração que a tensão limite, a resistência de canal aberto e a capacitância de entrada (Ciss) os transistores devem ser iguais aos que estão sendo substituídos. O transistor IRLML6346 é descrito no artigo [1]. Vamos substituir o amplificador operacional AD8442AR, por exemplo, pelo LMV358IDR. No caso de tal substituição, a capacitância dos capacitores C2-C4 deve ser aumentada várias vezes (por exemplo, 1, 0,1 e 0,01 μF, respectivamente), e a resistência do resistor R5 deve ser reduzida na mesma quantidade. Também é possível usar o amplificador operacional doméstico KF1446UD4A, mas a corrente consumida pelo decodificador aumentará em 1 mA.
Os terminais dos diodos de proteção VD3, VD4, microcircuito DA4 e chave SA2 nos locais onde existem placas de contato para eles em ambos os lados da placa de circuito impresso são soldados em ambos os lados. Os pinos XP1 - XP3 são soldados da mesma maneira, e XP2, XP3 são fixados primeiro por soldagem e, em seguida, um furo é feito “no lugar” e o pino XP1 é soldado. Um pedaço de fio estanhado é inserido no orifício próximo ao terminal inferior do resistor R11 na placa e soldado em ambos os lados. Antes da instalação, o pino 7 do chip DA4 deve ser dobrado ou encurtado. Ao trabalhar com o acessório, a chave para o tipo de funcionamento do multímetro é colocada na posição de medição de tensão contínua no limite de 200 mV. Antes da calibração, o decodificador é primeiro conectado a uma fonte de alimentação autônoma com tensão de 3 V e é medido o consumo de corrente, que não deve ultrapassar 3 mA, e depois conectado a um multímetro. A seguir, coloque a chave SA2 na posição “C” (inferior conforme diagrama da Fig. 1) e conecte um capacitor de óxido com capacitância conhecida aos soquetes XS1, XS2. A chave SA1 é definida para o limite apropriado e o resistor R5 é usado para obter as leituras desejadas no indicador. Se a chave estiver na posição intermediária, as leituras devem ser multiplicadas por 10, na posição superior - por 100. Para reduzir o erro de medição, a capacitância dos capacitores C2-C4 deve ser selecionada em cada limite. A placa possui blocos de contato para instalação de capacitores cerâmicos adicionais de tamanho 0805. Observe que para facilitar a instalação, o resistor R5 na placa é composto por dois resistores conectados em série (na Fig. 4 eles são designados R5' e R5'') . A calibração do medidor ESR é descrita no artigo [1]. Se os resistores R14, R15 não puderem definir leituras zero quando os soquetes “Cx” estiverem fechados [5], e isso é possível ao instalar um transistor VT3 com uma pequena capacitância de passagem e a resistência final dos contatos fechados da seção da chave SA2.2 .0805, você deve conectar os terminais gate-dreno do capacitor cerâmico do transistor com capacidade de várias dezenas de picofarads e repetir o ajuste. A placa de circuito impresso possui placas de contato para um capacitor de tamanho 6. Na Fig. A Figura 3300 mostra um anexo com um multímetro ao medir um capacitor com capacidade nominal de XNUMX μF.
Com o uso frequente do decodificador, os contatos da chave SA2 podem estar sujeitos a desgaste. A instabilidade da resistência dos contatos fechados da seção SA2.2 levará a um aumento no erro de medição ESR. Neste caso, é aconselhável utilizar um transistor de efeito de campo chaveado, semelhante ao IRLML2.2 (VT6346), com resistência de canal aberto não superior a 2 Ohm, em vez de contatos mecânicos SA0,05. O terminal fonte do transistor é conectado ao fio comum, o dreno - ao terminal fonte do transistor VT2, o portão - ao pino 14 do DD1. O arquivo PCB no formato Sprint LayOut 5.0 pode ser baixado em ftp://ftp.radio.ru/pub/2015/01/ESR-C-meter.zip. Literatura
Autor: S. Glibin
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