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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Controle de transistores de efeito de campo em conversores de pulso. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Designer de rádio amador Como você sabe, o uso de poderosos transistores de efeito de campo em vez de bipolares em conversores de tensão de pulso oferece uma série de vantagens. Você pode ler sobre isso na literatura especial, porém, em primeiro lugar, é praticamente inacessível ao leitor médio e, em segundo lugar, nele estão expostas as questões de controle de poderosos transistores de efeito de campo, via de regra, de forma geral, sem referência a circuitos específicos, falta uma descrição detalhada do trabalho dos conversores. O autor deste artigo apresenta as características do uso de transistores de efeito de campo em tais dispositivos. Os transistores de efeito de campo da estrutura MIS com canal n induzido são os mais amplamente utilizados em conversores de tensão de pulso. Na tensão zero na porta (em relação à fonte), o transistor é fechado e abre com uma tensão positiva com um limite claramente definido. Na fig. 1 mostra a dependência experimental da corrente de dreno na tensão porta-fonte do transistor IRF630. O intervalo de tensão de entrada de um estado totalmente fechado para um estado saturado não excede 0,5 V, o que significa que o transistor normalmente está comutando.
Como não há acúmulo de portadores de carga no canal, não há tempo para sua reabsorção. A duração da subida e descida dos pulsos de corrente de dreno com um sinal de controle correspondente é de 20 ... 30 ns em uma corrente operacional total atingindo 9 A. A tensão operacional máxima de dreno-fonte Us max = 200 V, a POTÊNCIA máxima dissipada Ppac máx = 75 W. A resistência de entrada dos transistores MIS é puramente capacitiva, mas isso não significa que quando um pulso de controle for aplicado à porta, ele se comportará como um capacitor convencional. No circuito equivalente de um transistor, distinguem-se três capacitâncias principais: entrada Czi - entre a porta e a fonte; a passagem Cse - entre o dreno e a comporta, a saída Cci - entre o dreno e a fonte. A capacitância Sei é carregada como um capacitor convencional apenas até a tensão limite Upor. Assim que o transistor abre, ocorre uma realimentação de tensão negativa através da capacitância Ссз. Uma seção horizontal aparece na curva de carga da capacitância de entrada. Sua duração, dependendo da corrente de carga, varia de frações a unidades de microssegundos, porém desempenha um papel importante na formação do pulso de corrente de drenagem. Para estudar as características da curva de carga, foi montado um nó, cujo diagrama é mostrado na Fig. 2 (sem resistor R3). O nó é alimentado por duas fontes Upit1 e Upit2, já que a tensão de dreno atinge centenas de volts.
Os diagramas de tensão nos pontos característicos do nó são mostrados em uma escala arbitrária na Fig. 3.
Até o momento, a tensão positiva na entrada mantém o transistor VT1 aberto. A duração da subida e descida dos pulsos de disparo (total com o tempo de subida do amplificador do osciloscópio) não excedeu 20 nseg, portanto não são mostrados no diagrama. No segmento t1...t2, quando o transistor VT1 já está fechado, o VT2 também ainda está fechado e a tensão em sua porta aumenta exponencialmente com a constante de tempo R2Czi. Na tela, esta seção inicial parece um segmento de linha reta. O transistor VT2 abre no tempo t2, ou seja, com algum atraso. Vamos designá-lo como tset1 = t2 - t1. A partir do momento t2, uma realimentação negativa começa a atuar entre o dreno e a comporta através da capacitância Ссз (efeito Miller). A tensão na porta para de aumentar e o gráfico b na seção t2...t3 é uma linha horizontal na tela. Por outro lado, a tensão no ponto b a partir do momento t2 começa a diminuir devido ao aumento da corrente de dreno. No momento t3, o transistor VT2 abre completamente, a tensão em seu dreno quase chega a zero e permanece constante, o SO negativo é desligado através de Cse (a corrente do SO é zero). A tensão da porta novamente começa a aumentar exponencialmente até Upit1. No momento t4, o transistor VT1 abre e a capacitância Czi começa a descarregar. A constante de tempo de sua descarga é bem menor que a de carga, então a tensão na porta do transistor VT2 diminui muito rapidamente, e até atingir o valor Unop (momento t5), o transistor VT2 permanece aberto. No instante t5, ele começa a fechar, a tensão em seu dreno começa a aumentar e o FB negativo entra em ação novamente. Um passo aparece no gráfico b, mas como o fechamento é muito rápido, sua duração é muito curta. O transistor desliga antes que a tensão em sua porta caia para zero. O intervalo de tempo de U a t5 é o tempo de atraso de desligamento tset2 = t5 -t4. Uma das condições mais importantes para a operação confiável de conversores de tensão de pulso é a formação de um modo de comutação seguro para transistores de alta potência. Quando o transistor é ligado, a corrente de dreno aumenta de zero a um máximo, e a tensão através dele diminui de um máximo a quase zero. Quando o transistor fecha, o processo é invertido. É necessário que tanto a corrente quanto a tensão, e seu produto ao longo de toda a trajetória do ponto de operação, não ultrapassem os valores permitidos. Picos de corrente e tensão em posições de transição devem ser excluídos ou minimizados. Esses objetivos são alcançados pela desaceleração forçada dos processos de comutação dos transistores. Ao mesmo tempo, a subida e descida do pulso devem ser tão curtas quanto possível para reduzir a geração de calor no transistor, ou seja, um compromisso deve ser encontrado. Experimentos mostram que com transistores de efeito de campo o problema é resolvido mais facilmente do que com transistores bipolares. O tempo de subida do pulso de corrente de dreno é igual à duração da seção horizontal t2...t3, que, por sua vez, é proporcional à resistência do resistor R2 (ver Fig. 2). A dependência da duração frontal tf da resistência do resistor R2 é mostrada na fig. 4. Portanto, ao selecionar este resistor, você pode facilmente definir a taxa desejada de aumento da corrente de dreno.
Ligando o transistor de efeito de campo de acordo com o esquema da fig. 2 possui uma característica interessante que contribui para a solução do problema. A taxa de aumento da corrente de dreno na fase inicial do pulso é visivelmente reduzida, resultando na completa ausência de um surto na frente do pulso de corrente de dreno (a forma do pulso de corrente de dreno pode ser avaliada pela forma de o pulso de tensão no ponto c) O tempo de abertura de um poderoso transistor de efeito de campo é aproximadamente igual ao de um bipolar , incluído de acordo com o esquema correspondente, e o tempo de fechamento é dez vezes menor. Portanto, para o transistor IRF630 com Upit1 = 15 V e R2 = 560 Ohm, topen = 0,5 μs, tclose = 0,06 μs. Com uma VELOCIDADE de fechamento tão ALTA, a queda do pulso de tensão de dreno tem um surto de 7,5 V em Up = 20 V. A amplitude do pulso também é de 20 V, o que significa que o surto é de 27,5% de sua amplitude. Alguns consideram que o surto se deve à passagem direta do sinal de entrada através da capacitância Cse. Acredito que a potência do sinal de entrada seja muito baixa para isso, embora, é claro, existam condições para passar. Acredito que uma causa mais provável seja a reação do circuito de potência do transistor a uma rápida diminuição na corrente de dreno. Em qualquer caso, este fenómeno deve ser combatido. A maneira mais fácil é reduzir o surto aumentando o tempo de descarga da capacitância de entrada do transistor VT2 (ver Fig. 2). Para isso, um resistor R1 foi incluído no circuito emissor do transistor VT3. Em R3 = 56 Ohm, a amplitude do surto diminuiu para 1,75 V ou 9%, e em R3 = 75 Ohm, para 1 V ou 5% do amplitude de pulso. Com o resistor R3, a duração da frente de pulso aumenta ligeiramente - em cerca de 0,1 μs. Pulsos completamente não distorcidos são obtidos se um circuito de um capacitor conectado em série com capacidade de 0,47 ... 1 μF e um resistor com resistência de 1 ... 2 Ohm for conectado ao terminal superior da resistência de carga Rн (o segunda extremidade do circuito está conectada a um fio comum). Este circuito deve ser colocado o mais próximo possível dos terminais do transistor VT2. Nos conversores push-pull, além dos listados, surge outro problema - através da corrente. A razão de seu aparecimento em dispositivos baseados em transistores bipolares é o tempo finito de absorção do excesso de portadoras menores na base dos transistores, por isso é necessário retardar artificialmente a abertura dos transistores. Nos transistores de efeito de campo, nessas condições , o atraso de ligar e desligar ocorre automaticamente e a duração dos atrasos é estável. Apesar do fato de não haver acúmulo de carga nos transistores de efeito de campo, uma corrente de passagem só pode aparecer quando tset2 > tset1. Se você garantir que o transistor feche em um braço do conversor antes que o fechado abra no outro braço, essa corrente não ocorrerá. Em outras palavras, deve haver uma pausa entre o fechamento de um transistor e a abertura de outro. Para abrir um transistor de efeito de campo, é necessária relativamente pouca energia. Os pulsos de controle podem ser aplicados diretamente das saídas dos circuitos lógicos sem amplificação prévia de corrente. A potência de saída do próprio conversor pode atingir várias centenas de watts. Para controlar poderosos transistores de efeito de campo, a indústria produz microcircuitos especiais que permitem uma corrente de saída de até 100 mA ou mais. Mas estes são microcircuitos universais projetados para controlar transistores com Svx \u3000d 4000 ... XNUMX pF e uma frequência de conversão de centenas de quilohertz. Um fragmento do circuito de comutação para transistores controlados por microcircuitos digitais é mostrado na fig. 5 A capacitância de entrada dos transistores VT1 e VT2 é carregada através dos resistores R1 e R2, e descarregada através dos diodos VD1, VD2, respectivamente, o que equivale a ligar conforme o circuito da fig. 2.
Na fig. 6 mostra em diferentes escalas de tempo os pulsos de corrente de drenagem dos transistores VT1 e VT2. O sinal na tela do osciloscópio parece uma linha reta com dentes estreitos (Fig. 6, a). Os picos são pausas curtas entre os pulsos de corrente de drenagem. A forma da pausa em uma grande escala de tempo é mostrada na Fig. 6b. O sinal pode ser observado na tela de um osciloscópio de dois canais no modo “soma” com inversão em um dos canais.
No entanto, o diagrama da Fig. 5 não é típico para a construção de fontes de alimentação chaveadas poderosas. Na maioria das vezes, eles usam conversores de tensão de meia ponte, nos quais os circuitos de controle de transistores potentes devem ser isolados uns dos outros em corrente contínua. Um diagrama de um conversor meia ponte (de forma simplificada - sem alguns nós auxiliares) é mostrado na fig. 7. O dispositivo segundo o esquema da fig. 5 é usado aqui como gerador de pulso de controle e fonte de energia adicional.
Este conversor opera a 25 kHz; potência de saída - 200 W. O oscilador mestre nos elementos lógicos DD1.1, DD1.2 do chip CD4011BCN funciona de forma muito estável. Com outro microcircuito, a frequência pode ser diferente da indicada, então os resistores R2 (e, possivelmente, R3) deverão ser selecionados. Não é desejável utilizar o microcircuito K561LA7, pois a tensão de alimentação do oscilador mestre é de 15 V, ou seja, o máximo permitido para este microcircuito. Os transistores IRFD010 possuem uma pequena capacitância de entrada, por isso as pausas entre os pulsos não excedem 0,5 µs. A duração das pausas pode ser aumentada conectando os capacitores C5 e C6 (mostrados pelas linhas tracejadas) com capacidade de 100 pF ou mais. Eles podem fazer pausas simétricas. Se as pausas forem simétricas, elas poderão ser expandidas mais facilmente incluindo um capacitor entre as portas dos transistores VT1 e VT2. Neste caso, a duração da subida e descida dos pulsos aumenta ligeiramente. A simetria dos próprios pulsos é obtida selecionando o resistor R2. Para o transdutor descrito, a duração da pausa na base dos pulsos é de 0,1 µs e aproximadamente 0,45 µs entre seus picos. Os pulsos provenientes dos enrolamentos III e IV do transformador T1 abrem os potentes transistores VT3 e VT4. Tal inclusão de transistores é equivalente àquela mostrada no diagrama da Fig. 2 com resistor R3 A forma dos pulsos no enrolamento primário do transformador T2 em escala arbitrária é ilustrada na fig. 8.
O resistor R6 desempenha um papel importante no dispositivo. Elimina surtos na frente do pulso e suprime fenômenos ressonantes. É conveniente retirar um sinal dele para observar e controlar os parâmetros dos pulsos e pausas entre eles. Sua resistência deverá ser a mínima necessária para atingir esses objetivos. Autor: M.Dorofeev, Moscou
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Comentários sobre o artigo: Alexander Muito inteligível. Mesmo para mim, estou apenas começando. Obrigada.
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