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ENCICLOPÉDIA DE RÁDIO ELETRÔNICA E ENGENHARIA ELÉTRICA Misturador de contra-onda em quadratura. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica
Enciclopédia de eletrônica de rádio e engenharia elétrica / Designer de rádio amador Em vários casos práticos de projeto de equipamentos de rádio, são necessários conversores de frequência que forneçam dois sinais de quadratura na saída. Eles são amplamente utilizados em condicionadores de sinal de banda lateral única para instalações de comunicação, em dispositivos de recepção síncronos (receptores de conversão direta) e em equipamentos de processamento digital. O autor desta publicação oferece outra maneira de construir facilmente um misturador de quadratura. Para uma descrição completa do sinal de rádio, é necessário definir dois de seus parâmetros: a amplitude da corrente A e a fase da corrente Ψ. No plano complexo, o sinal é representado pelo vetor A, girado por um ângulo Ψ (Fig. 1).
No entanto, a representação prática de tais parâmetros heterogêneos na forma de grandezas elétricas é extremamente inconveniente. É muito melhor usar projeções do vetor sinal no eixo real I = A cosΨ e no eixo imaginário Q = A sinΨ. Esses parâmetros são homogêneos e são exibidos por tensões DC (mas mudando com modulação) corrente quando convertida para frequência zero, ou tensões AC quando Ψ = ωt + φ. A partir de I e Q conhecidos pode-se sempre encontrar A e Ψ: A2 = I2 + Q2, Ψ = arctg(Q/l). Designações de sinal aceitas na literatura estrangeira: I - em fase e Q - em quadratura. A técnica tradicional de construção de conversores de quadratura envolve o uso de um defasador de alta frequência (HF) instalado no circuito para fornecer uma tensão heteródina aos misturadores (Fig. 2a). Nas saídas dos misturadores, são formados sinais diferenciais de frequência e, como as fases dos sinais são transformadas da mesma forma que as frequências, esses sinais terão um deslocamento de fase relativo π/2. Às vezes, por exemplo, em conversores reversíveis de banda lateral única, para preservar a banda lateral alocada, um conversor de alta frequência é instalado no circuito de sinal (Fig. 2b).
Deslocadores de fase de alta frequência de acordo com a fig. 2, mas é conveniente executar em microcircuitos digitais simultaneamente com a divisão da frequência do oscilador local por 4, mas a faixa de frequência dos deslocadores de fase digitais é limitada a dezenas de megahertz. A gama de defasadores feitos em elementos LCR discretos não é muito mais ampla, pois em altas frequências a influência de indutâncias parasitas e capacitâncias de montagem e outros elementos do circuito começa a afetar fortemente. Em qualquer caso, não é possível realizar um deslocamento de fase em elementos discretos sem elementos de ajuste. A tendência geral na transição para altas frequências é a utilização de circuitos com parâmetros distribuídos, em particular, linhas longas. O comutador de fase de RF também pode ser executado em uma linha com um comprimento elétrico de a/4. Na prática, é mais conveniente pegar uma linha com comprimento de apenas λ / 8 e direcionar os sinais de RF da entrada e do oscilador local um para o outro, conforme mostrado na Fig. 3.
A mudança de fase relativa dos sinais nas entradas dos misturadores será apenas π/2. que é necessário. Mas, ao mesmo tempo, são necessários misturadores, nos quais o sinal e o oscilador local são alimentados na mesma entrada, ou seja, os misturadores balanceados convencionais não são adequados aqui. Mas o misturador de diodos contra-paralelos, proposto pelo autor há mais de 20 anos, é o mais adequado! Nele, a frequência do oscilador local é metade da frequência do sinal e a conversão ocorre de acordo com a lei F \u2d 2fl, - fc ou F \u16d Ic - XNUMXfl. O comprimento da linha na frequência do oscilador local é apenas λ/XNUMX, mas como a fase do oscilador local, bem como a frequência, dobra durante a conversão, os sinais de quadratura ainda são formados nas saídas dos misturadores. Na implementação prática de um misturador de ondas de contrapropagação em quadratura, é aconselhável (mas não necessário) usar o modo de onda progressiva na linha. Para tanto, as impedâncias de entrada dos misturadores com impedâncias de saída das fontes de sinal conectadas em paralelo devem ser iguais à impedância característica da linha. As capacitâncias de entrada e saída devem ser compensadas conectando indutores em paralelo ou não. A linha pode ser feita na forma de um pedaço de cabo coaxial, na forma de uma linha microstrip impressa ou em elementos aglomerados. Como exemplo de implementação prática do misturador da fig. 4 mostra um diagrama prático da parte de entrada de um receptor heteródino experimental na frequência de 46 MHz. O circuito de entrada é formado pelos elementos L1C1, e o UFC é montado de acordo com o circuito seguidor da fonte em um transistor de efeito de campo VT1. O estágio de buffer do oscilador local no transistor VT3 é feito exatamente de acordo com o mesmo esquema. O oscilador local do receptor é feito de acordo com o esquema de um circuito capacitivo de três toneladas em um transistor bipolar VT2 usando um ressonador de quartzo na frequência de 23 MHz. Um resistor de ajuste R6 é instalado no circuito de alimentação do oscilador local, o que permite selecionar o nível do sinal do oscilador local nos diodos do mixer para obter o coeficiente de transferência máximo.
Através da separação das capacitâncias C3 e C8, os sinais de RF são alimentados nas extremidades da linha com misturadores conectados a eles nos diodos VD1-VD4. A própria linha, devido à frequência não muito alta, é feita na forma de um link em forma de U de um filtro passa-baixa em elementos agrupados L2C9C10. A frequência de corte do link é muito maior do que a frequência do sinal, portanto, introduz apenas uma mudança de fase, não atenuando os sinais de RF. As capacitâncias de saída dos seguidores de fonte e as capacitâncias de entrada dos misturadores são levadas em consideração ao configurar o ajuste correspondente das capacitâncias do link pelos capacitores trimmer C9 e C10. Os capacitores C11 e C12 filtram os componentes de alta frequência nas saídas do mixer e limitam a largura de banda de áudio. A bobina L1 contém 7 voltas de fio PEL 0,5 e é feita em uma moldura de 5 mm de diâmetro com um trimmer de magnetita. a bobina de linha L2 é enrolada em um anel de alta frequência com um diâmetro externo de 9 mm (uma bochecha do circuito magnético SB-9) e contém 8 voltas de fio PEL 0,25. O indutor L3 é necessário apenas para fechar o circuito do misturador para corrente contínua, sua indutância não é crítica. A configuração do dispositivo se resume a configurar o circuito de entrada e definir o nível de tensão heteródino para o sinal máximo na saída e ajustar a mudança de fase nos canais. Para isso, os sinais I e Q são fornecidos após amplificação apropriada (o autor usou um amplificador operacional K157UD2 duplo). às entradas X e Y do osciloscópio. Definindo o mesmo ganho para os canais, ajustando os capacitores C9 e C10, eles obtêm o círculo correto na tela. O dispositivo descrito fornecia uma sensibilidade limitada ao ruído de vários microvolts (a tarefa de obter a sensibilidade máxima não foi definida) e a precisão do deslocamento de fase dos sinais nas saídas era melhor do que alguns graus, em qualquer caso, a forma de a figura na tela do osciloscópio era indistinguível de um círculo em toda a faixa de frequências de batimento, desde corrente contínua até vários quilohertz. Autor: V.Polyakov, Moscou
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