Estabilização de amplificadores classe AB. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica

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 Comentários do artigo

O artigo apresentado aos leitores apresenta um método para ajustar automaticamente a tensão de polarização dos amplificadores push-pull para estabilizar a corrente consumida pelo amplificador quando o sinal amplificado passa por zero e em repouso.

As vantagens do artigo incluem a metodologia para calcular e verificar a estabilidade do modo de estágio de saída UMZCH.

Os amplificadores classe AB são os mais comuns entre os amplificadores de potência linear, pois permitem combinar a alta eficiência dos amplificadores classe B com a ausência de distorção nos amplificadores classe A. No entanto, a formação da tensão de polarização do transistor necessária para isso, suportando o braços da cascata push-pull no modo de corrente inicial ideal (corrente quiescente), foi e continua sendo o principal problema da construção de tais amplificadores, o problema de estabilizar seus parâmetros. Isso é explicado pela instabilidade das características dos transistores, sua dependência da temperatura e do nível do sinal, bem como pela dispersão e desvio dos parâmetros dos mesmos transistores. O artigo [1] trata não tanto da estabilização quanto da garantia da "certeza" do regime. O nível prático alcançado é caracterizado por uma seleção de esquemas em [2]. Deles e de outras publicações conhecidas do autor, pode-se ver que ainda não existe uma solução de circuito aceitável para estabilizar o modo de amplificadores desta classe; nenhum método inequívoco (regra, critério, algoritmo) para regular a tensão de polarização foi formulado, o que permitiria definir automaticamente a tensão de polarização ideal para transistores poderosos. Uma solução para este problema é sugerida abaixo.

Critério de otimização

O modo amplificador é estabilizado de forma mais eficaz por métodos de feedback, medindo uma certa quantidade elétrica que depende da tensão de polarização, comparando-a com um valor de referência e regulando-a automaticamente. As tentativas de estabilizar a corrente quiescente dos amplificadores ajustando a tensão de polarização levaram a uma solução apenas parcial do problema [3, 4] ou à criação de amplificadores [5] que possuem a estabilidade necessária, mas perdem para alta qualidade amplificadores de classe AB em alguns parâmetros. A corrente desses amplificadores no momento em que o sinal amplificado passa pelo zero - é chamada de corrente inicial - não é igual à corrente quiescente dos amplificadores; eles são mais corretamente classificados como amplificadores dinamicamente polarizados. Além disso, para amplificadores push-pull com estabilização das correntes mínimas dos braços [6], a sobreexcitação é perigosa. Somente amplificadores de classe AB que são estáveis ​​em todos os aspectos podem ser considerados perfeitos, fora de competição.

O critério para a tensão de polarização ideal dos amplificadores classe AB é a estabilidade da corrente inicial, igual à corrente quiescente do amplificador classe AB e mantida automaticamente.

Este critério de otimalidade sem sua formulação e sem separação dos conceitos de corrente quiescente e corrente inicial foi utilizado em [7]. No entanto, o autor escolheu um método malsucedido para determinar a corrente inicial (na terminologia do autor - a corrente quiescente), calculando-a usando amplificadores operacionais como a diferença entre as correntes medidas dos ombros e a carga. Além da complexidade de implementação e perdas de potência bastante grandes nos resistores de medição, a principal desvantagem da técnica escolhida é que o erro de determinação pode exceder o valor desejado. O desenvolvimento das ideias de [7] pode ser considerado uma solução técnica [8], onde um bom resultado é alcançado em relação aos amplificadores de transistor de efeito de campo, mas os requisitos que são obrigatórios para qualquer amplificador classe AB não são totalmente formulados e cumpridos . A seguir, consideramos em detalhes o método de medição da corrente inicial usando um detector dos valores mínimos da soma das correntes nos braços de uma cascata push-pull.

Justificativa teórica

Para identificar a possibilidade de medir a corrente inicial em uma cascata push-pull no contexto de sinais variáveis, consideramos as mudanças nas correntes nos braços dessa cascata e suas somas, assumindo que a corrente do sinal na carga muda de acordo com a lei senoidal mais simples:

i_н =l_msinα.

Aqui eu_н - valor instantâneo da corrente de carga; EU_m - sua amplitude; α = Ωt - ângulo de fase; Ω - frequência de operação; t - tempo.

A natureza da mudança nas correntes nos ombros de uma cascata push-pull é mostrada na Fig. 1,a, e as somas dos valores absolutos das correntes - na fig. 1b.

Fig. 1.

A corrente de carga em um estágio push-pull é determinada pela diferença nas correntes dos ombros ou pela soma dos valores absolutos dos incrementos das correntes dos ombros

i_н = |Δi₁| +lΔi₂|.

Em correntes de baixo sinal, ambos os braços do amplificador operam em um modo linear classe A. Os incrementos das correntes dos braços são iguais em valor absoluto a metade da corrente de carga:

 |Δi₁| +lΔi₂| = 0,5i_н = 0,5l_msinα,

e as expressões para as correntes de ombro terão a forma

para 0 ≤ α ≤ α₀.

Aqui e abaixo, através de α₀ é indicado o ângulo de fase, acima do qual o amplificador passa do modo classe A para o modo com corte de corrente no braço.

Se todas as correntes forem normalizadas em relação à corrente de carga máxima (as correntes normalizadas são indicadas em negrito)

I_nach/I_m = I_nach  и   I_m/I_m = 1 então

para 0 ≤ α ≤ α₀.

Para α = α₀ a corrente do segundo braço diminui para zero, ou seja,

i_nach - 0,5sinα₀ = 0.

A partir disso, determinamos α₀ = arco sen2I_COMEÇAR.

No modo de corte de corrente em um braço, a corrente de carga é determinada pelos incrementos da corrente do outro braço:

para α₀ ≤ α ≤ π/2.

Para α ≥ π/2, a natureza da variação das correntes se repete na ordem inversa, e para α > π, o sinal da corrente de carga muda e sua formação é realizada por outro braço (ver Fig. 1).

Soma das correntes de ombro 

tem um valor mínimo constante, determinado apenas pela corrente inicial do amplificador

(i₁ + i₂)_min = 2I_nach.

Isso permite formular um método de estabilização: para estabilizar o modo amplificador classe AB em qualquer corrente inicial desejada, é necessário e suficiente estabilizar o valor mínimo da soma das correntes dos braços, que é igual ao valor duplo da corrente inicial de um braço.

Diagrama de blocos generalizado

Na fig. 2 mostra o circuito amplificador mais simples com estabilização de corrente inicial de acordo com o método proposto. Foi obtido modificando o circuito de [4] incluindo um resistor R13 e um detector de pico em um transistor VT8. Os pulsos de tensão no resistor R13 são máximos na tensão total mínima nos resistores R10 e R11, ou seja, no modo de repouso do amplificador e quando o sinal passa por zero. A corrente do emissor do transistor VT8 carrega o capacitor C3 para uma tensão logo abaixo da tensão máxima no resistor R13. Nesse caso, a tensão na entrada do regulador de tensão de polarização VT3 é tanto maior quanto menor a tensão total nos resistores R10 e R11. Com a diminuição da corrente inicial dos transistores VT6 e VT7, a tensão de polarização aumenta e, à medida que aumenta, diminui. Como resultado, a corrente inicial dos transistores do estágio terminal se estabiliza no nível da corrente quiescente.

Fig. 2.

Independentemente do projeto específico, seja um amplificador com transformador ou sem transformador com ligação paralela ou série dos braços, é possível nomear os elementos que são obrigatórios para a estabilização do seu modo. Esses elementos são mostrados na Fig. 3, alguns dos quais são utilizados, em particular, no amplificador, cujo circuito é mostrado na fig. 2. O circuito generalizado inclui o próprio amplificador e o regulador de tensão de polarização, com exceção da carga R„. O regulador de tensão de polarização é o transistor VT3 com resistor R6.

Fig. 3.

Os sensores de corrente 1 e 2 em dois braços do amplificador na fig. 2 são resistores R10 e R11; o dispositivo de soma é implementado conectando esses resistores em série: uma tensão proporcional à soma das correntes é removida deles. Usando o transistor VT3, a tensão total mínima é invertida na tensão máxima através do resistor R13. A detecção dessa tensão é realizada por um transistor VT8 com um circuito RC R12C3.

É conveniente combinar todos esses elementos em um módulo de estabilização especial, pois são eles que juntos estabilizam qualquer corrente inicial do amplificador e garantem que essa corrente seja igual à corrente quiescente. Esses elementos não participam da amplificação do sinal. Abaixo está uma descrição de um módulo de estabilização mais complexo projetado para um circuito amplificador simétrico com sensores de corrente localizados nos circuitos de potência.

Seleção de corrente inicial

Oferecendo a possibilidade de estabilizar a corrente inicial, é necessário justificar a escolha de seu valor ideal e a faixa de variação permitida. Para selecionar a corrente ideal I_nach considere a dependência dos principais parâmetros de um amplificador classe AB da corrente inicial, que varia dentro dos limites máximos, ou seja, de zero (classe B) a 0,5I_m (classe A) e na amplitude da corrente do sinal.

Os gráficos calculados da dependência desses parâmetros na corrente inicial do amplificador são mostrados na Fig. 4a.

Fig. 4.

A curva de eficiência caracteriza a dependência da eficiência máxima do amplificador com o valor selecionado da corrente inicial. Com seu aumento, a eficiência máxima diminui do valor de 0,785, característico dos amplificadores classe B, para 0,5, característico dos amplificadores classe A.

Curva P_quente/P_máximo   Caracteriza a potência térmica máxima dissipada nos transistores de saída a partir da corrente inicial selecionada do amplificador. Na corrente inicial I_nach ≥ 0,13I_m, a potência térmica máxima é determinada precisamente por esta corrente em repouso do amplificador (seção reta ascendente da curva). Com uma corrente inicial menor, a potência térmica máxima é determinada principalmente pela potência do sinal de corrente alternada, liberada nos transistores amplificadores. Para amplificadores classe B (em I_nach = 0) a potência térmica máxima atinge 0,405R_máximo.

Curva t_min/T caracteriza a duração relativa (em frações de período) do mínimo da soma das correntes de ombro em função da corrente inicial:

 t_min/T = α₀/(π/2) = 2α₀/C = (2arcsin (2I_nach))/π.

Esta dependência caracteriza a velocidade necessária (tempo de leitura) do detector de valor mínimo. A duração do mínimo da soma das correntes é mais longa e os requisitos para o detector de pico são correspondentemente menores quanto maior a corrente inicial. Na classe A, um detector de pico não é necessário. À medida que a corrente inicial diminui, os requisitos para o detector de pico aumentam naturalmente.

Na fig. 4b mostra a dependência da potência térmica liberada nos transistores amplificadores da corrente de sinal em diferentes correntes iniciais do amplificador. Essas curvas mostram claramente a zona de valores ótimos da corrente inicial. Pode ser considerada uma corrente de 0 a 0,1I_m. Na corrente máxima desta faixa, não há garantia de distorções do tipo degrau, e a potência térmica liberada pelos transistores no modo quiescente não excede a potência alocada a eles no modo de sinal forte. Em toda a faixa possível de correntes de sinal, ela oscila em torno do valor 0,4P_máximo e excede ao máximo a potência térmica máxima dos amplificadores classe B em apenas 10%, permanecendo inferior à potência térmica máxima dos amplificadores classe A em 4,5 vezes.

A eficiência máxima de um amplificador com esta corrente inicial é de 77%, o que é apenas 2% menor do que nos amplificadores classe B. Um novo aumento na corrente inicial, embora aceitável, não proporciona nenhum ganho de energia e quase nenhuma redução na distorção. A redução da corrente inicial é desejável do ponto de vista da redução das perdas de potência térmica no modo de repouso. Se isso é apropriado, depende do desenvolvedor. A estabilização direta da corrente inicial elimina o perigo de trabalhar com tensões de polarização que fecham completamente o amplificador e, portanto, o risco de quebrar o circuito de realimentação negativa comum (CNF). A distorção não linear é reduzida por meio de feedback e pode ser controlada ao configurar o amplificador. Nesse caso, a corrente inicial do amplificador pode ser definida significativamente menor que 0,1I_m.

A parte superior da faixa dinâmica dos sinais amplificados que trazem o estágio de saída do modo classe A para o modo classe AB é relacionada pela relação I_m//(2I_nach) Com uma corrente inicial de 0,1I_m é 14 dB, e com uma corrente inicial de 0,05I_m - 20 dB. Se olharmos para o sinal amplificado com um osciloscópio, veremos valores de pico que são 14 ... 20 dB mais altos que o nível da raiz quadrada média dos sinais de áudio. Isso significa que, se a potência máxima de saída dos amplificadores for usada para reproduzir com precisão esses picos sem distorcer, na maioria das vezes o amplificador opera em níveis de sinal relativamente baixos, ou seja, no modo classe A. Isso justifica a redução da corrente quiescente e , consequentemente, o consumo de energia neste modo. O valor máximo da corrente inicial do intervalo recomendado está destacado na fig. 4, mas eclodiram.

Amplificador Experimental

Na fig. A Figura 5 mostra um diagrama de um amplificador de potência média de alta qualidade, que pode ser carregado com um sistema de alto-falantes S-30.

Fig. 5.

Ao considerar o circuito, as conclusões 1 e 3, assim como 4 e 6 do módulo de estabilização, podem ser consideradas fechadas em pares. Os pinos 2 e 5 são saídas antifase para controlar os reguladores de tensão de polarização.

As características do próprio amplificador são o uso de poderosos transistores de efeito de campo no estágio de saída e a simetria da estrutura para ambas as polaridades do sinal amplificado. A tensão de polarização para transistores de efeito de campo é formada nos resistores R17 e R18 pelas correntes dos transistores VT1 e VT2, e seu ajuste automático é pelo ajuste síncrono das correntes dos estágios preliminares do amplificador pelos transistores VT3 e VT4. Os resistores Rl9 e R20 servem para aumentar a estabilidade dinâmica dos transistores, elementos C10, R21, R22 e L1 - para corrigir a resposta de frequência de um sistema com natureza complexa da carga.

Módulo de estabilização

O módulo de estabilização para um circuito amplificador simétrico possui medidores de corrente de ombro isolados da carga e uma fonte de alimentação comum é usada como fonte de tensão de referência; além disso, o módulo possui duas saídas antifase. Seu esquema é mostrado na Fig. 6.

Fig. 6.

Os sensores de medição da corrente mínima nos braços do estágio de saída são os resistores R1 e R3, em derivação, conforme o circuito da Fig. 2, diodos de silício VD1 e VD2 para ignorar a alta corrente de carga. Para o somatório, são utilizadas cópias reduzidas dessas correntes, formadas pelos transistores VT3 e VT4 com resistores de ajuste de corrente R4 e R5. Os transistores VT1 e VT2 são usados ​​para compensar a tensão base-emissor dos transistores VT3 e VT4. Devido a isso, a tensão nos resistores R4 e R5 pode ser considerada igual à tensão nos resistores R1 e R3, e o coeficiente de transferência de corrente dos medidores para os estágios de cópia é igual à razão das resistências dos resistores R1 para R4 e R3 para R5.

O dispositivo de soma é implementado no resistor R7. Uma cópia em escala da corrente do braço inferior do estágio de saída é fornecida a ele diretamente através do coletor VT4, e uma cópia da corrente do braço superior correspondente à mesma escala é alimentada pelo transistor VT3 através do espelho de corrente nos transistores VT5 , VT6 com resistores R6 e R8. As correntes dos transistores VT4 e VT6 são adicionadas à corrente do transistor VT8 através do resistor R7. Ao mesmo tempo, a soma mínima das correntes VT4 e VT6 se transforma em uma corrente máxima VT8, ou seja, a tensão máxima no resistor R12 quando o sinal amplificado passa por zero e no modo de repouso do amplificador.

Em repouso, esta tensão é constante e máxima. À medida que a amplitude do sinal cresce, primeiro ela fica pequena e rara, depois afundamentos profundos e longos, adquirindo a forma de uma curva caótica, vértices ligados aos valores máximos de tensão. Os mergulhos mais profundos correspondem à maior amplitude do sinal, os mergulhos mais longos correspondem às frequências amplificadas mais baixas; os topos planos correspondem à operação do amplificador no modo classe A, os centros dos topos correspondem aos momentos em que o sinal amplificado passa pelo zero.

O detector de pico no transistor VT7 carrega rapidamente o capacitor C1 para uma tensão ligeiramente inferior (por ΔU_querido ≈ 0,6 V) tensão máxima no resistor R12. Constante de tempo τ_cobrar ≈ C1 R12/h_21E7, onde h_21E7 - coeficiente de transferência de corrente da base do transistor VT7. A descarga é mais lenta. Sua constante de tempo τ_tempo ≈ C1 R11.

Razão τ_cobrar/τ_tempo = R12/(R11h_21E7) não deve ser maior que a duração relativa da soma mínima das correntes dos braços, pois a carga (leitura da informação sobre a soma mínima das correntes) deve ser a mais rápida possível, e a descarga (armazenar essa informação até a próxima leitura) deve ser o mais longo possível: τ_cobrar/τ_tempo ≤ t_min/ T.

O modo de operação mais pesado do detector de pico é o modo de sinal máximo na frequência amplificada mais baixa F_н quando as quedas de tensão no resistor R12 são máximas tanto em profundidade quanto em duração. De acordo com a amplitude permitida de ondulações no capacitor C1 neste modo δ_п, expresso em porcentagem, com uma resistência de descarga conhecida (R11 no circuito da Fig. 6), você também pode calcular a capacitância mínima desse capacitor 

A tensão neste capacitor é constante quando o amplificador está em repouso. No modo de amplificação, essa tensão adquire pulsos de dente de serra rasos (medidos em unidades ou frações percentuais) no local das quedas de tensão de entrada quando o amplificador sai do modo classe A, com um decaimento lento e um rápido retorno ao valor máximo na classe Modo A. Essa tensão, em média, permanece proporcional à corrente inicial do amplificador e serve como tensão de controle dos reguladores de polarização.

A ondulação da tensão de controle inevitavelmente introduz pequenas distorções em frequências de sinal mais baixas. Mas essas distorções são menores, quanto maior a capacitância do capacitor de armazenamento do detector; eles são introduzidos apenas em um sinal forte que tira o amplificador da classe A, e em um circuito simétrico, como o nosso, eles são compensados ​​​​reciprocamente pelos braços do amplificador. No amplificador experimental, essas distorções não são sentidas de forma alguma.

O circuito C7R2 está incluído no circuito coletor do transistor VT9, exatamente o mesmo que no circuito emissor - C1R11. Isso permite que você obtenha uma segunda saída antifase do módulo de estabilização. O resistor R10 serve para limitar a corrente de irrupção do transistor VT7 durante os transientes. É possível definir a corrente inicial do amplificador escolhendo resistores iguais R1 e R3, bem como selecionando o resistor R7 ou R12. O modo de estabilização desta corrente não requer nenhum ajuste posterior.

Exemplo de cálculo de elementos de estabilização

O sistema de alto-falantes selecionado foi projetado para uma potência de saída de até 30 watts. Com sua resistência elétrica nominal de 4 ohms e potência de saída do amplificador de 15 W, a amplitude da corrente será de 2,74 A. O valor máximo recomendado da corrente inicial, igual à corrente quiescente dos transistores de saída, é I_{máximo inicial} = 0,1I_m = 0,274A. Escolha eu_nach = 0,1A.

Valor normalizado I_nach = Eu_nach/I_m = 0,1/2,74 = 0,0365

Como o cálculo está sujeito a um sistema de malha fechada com feedback, cujos elementos dependem uns dos outros, vamos quebrá-lo mentalmente no ponto de junção do próprio amplificador e do módulo de estabilização. Vamos definir a tensão nominal para controlar os reguladores de polarização conveniente para operação, que deve ser definida neste ponto em modo linear com a corrente inicial selecionada (corrente quiescente) U_ex = 10 V. Isso permite calcular os elementos dos dois circuitos independentemente um do outro.

No próprio amplificador (veja a Fig. 5) para os transistores de efeito de campo selecionados, a tensão limite medida é de 3,5 ... 3,8 V. Com os resistores R17 e R18 indicados no diagrama, essa tensão é alcançada na corrente dos transistores VT1 e VT2 na faixa de 7,45 ,8,01...5 mA. Aproximadamente as mesmas correntes devem ter os transistores VT6 e VT3. As correntes dos transistores VT4 e VT1 são iguais à soma das correntes VT3 e VT2 ou VT4 e VT15; vamos levá-los igual a 5 mA. Neste caso, a resistência dos resistores R6 = RXNUMX = (U_ex -ΔU_querido)/EU_VT3 = (10 - 0,6)/15 10^-3 ≈ 620 Ohms.

A desigualdade da tensão limite dos transistores VT7 e VT8 e das correntes correspondentes dos transistores VT1 e VT2 é alcançada automaticamente pela ação do OOS através do resistor R13, que garante a igualdade das correntes de dreno dos transistores VT7 e VT8.

Procedemos ao cálculo dos elementos do módulo de estabilização (ver Fig. 6). Escolhemos a resistência dos resistores R1 e R3 para que a tensão de operação neles, devido ao dobro da corrente inicial, fosse obviamente menor que a tensão de abertura (0,6 V) dos poderosos diodos de silício VD1 e VD2: R1 = R3 < U_abrir//(2I_nach) \u0,6d 2 / (0,1 3) \uXNUMXd XNUMX ohms.

Escolha R1 = R3 = 2 ohms.

A tensão de operação através desses resistores no resto do amplificador, controlada ao configurá-lo (mais corretamente, não há nada para configurar ao verificar), será

U_R1 =U_R3 = Eu_nachR1 = 0,2 V.

Com os valores selecionados R4 = R5 = 100 Ohm, as correntes dos transistores VT3 e VT4 serão cópias 50 vezes reduzidas das correntes dos braços do amplificador. No modo silencioso e quando o sinal passar por zero, eles serão iguais a 2 mA. O valor máximo dessas correntes, igual a 7 mA, é determinado pela tensão máxima (0,7 V) nos diodos VD1 e VD2. Selecionamos a resistência do resistor R7 da condição de que a corrente máxima de um dos

transistores VT3 ou VT4 quando um sinal suficientemente forte passa pela cascata

no transistor VT8 pode fechar: R7 = E_cova//(2 eu_Max) \u60d 2 / (7 4,3) \u3d 4 kOhm. Não é perigoso se as correntes máximas se as correntes máximas dos transistores VT7 e VT8 forem ligeiramente maiores ou menores que 8 mA. Eles não carregam informações sobre a corrente inicial do amplificador, e o transistor VTXNUMX está fechado ou sua corrente é mínima. No modo silencioso ou quando a tensão do sinal passa por zero, o transistor VTXNUMX é aberto e seu coletor é

máximo atual: 

I_{VT8 max} = (0,5E_cova - ΔU_querido)/R7 - 2I_nach/ 50 \u0,5d (60 0,6 - 4,3) / 2 - (100 50) / 3 \uXNUMXd XNUMX mA.

Com esta corrente, a tensão nominal de controle dos reguladores de tensão de polarização é formada. A resistência do resistor R12 é determinada a partir da condição de que a tensão constante nele no modo silencioso ou pulsante no momento em que o sinal amplificado passa por zero será ΔU_querido maior que a tensão de controle:

R12 = (você_ex + ΔU_querido)/EU_{VT8 max} \u10d (0,6 + 3) / 3,6 \uXNUMXd XNUMX kOhm

Cálculo numérico da capacitância mínima do capacitor C1 de acordo com a fórmula dada na seção anterior, em F_н = 20 Hz e δ_п = 3% dá 82 uF. Os capacitores C1 e C2 aplicados têm uma capacitância menor, mas é duplicada pelos capacitores C4 e C5 do próprio amplificador (Fig. 5).

Verificando o desempenho do detector de pico:

τ_cobrar/τ_tempo = R12/(R11h_21E7) = 3600/(10000 100) = 0,0036;

 t_min/T \u2d (2 arcos (0,0365 0,0465)) / π \uXNUMXd XNUMX.

A razão τ_cobrar/τ_tempo ≤ t_min/T é reservado.

Vamos derivar uma fórmula para verificar o cálculo da corrente inicial de acordo com os parâmetros selecionados e fornecidos dos elementos do circuito. A corrente quiescente (também conhecida como inicial) de transistores poderosos é determinada por sua tensão de polarização, que, com uma inclinação alta ou muito alta das seções ascendentes das características dos transistores de efeito de campo, não difere muito da tensão limite desses transistores , portanto, assumiremos que, para qualquer corrente inicial, a tensão de polarização é aproximadamente igual ao limite.

Dado que as correntes dos transistores VT3 e VT4 (na Fig. 5) são divididas pela metade pelos transistores dos estágios diferenciais, temos

A segunda igualdade é equivalente à primeira, pois R5 = R6 e R17 = R18.

De acordo com o diagrama da Fig. 6 pode escrever 

Resolvendo essas expressões juntas, obtemos para o amplificador como um todo

Aqui, índices adicionais são introduzidos para designar o nó ao qual este ou aquele resistor pertence: ms - módulo de estabilização, ms - o próprio amplificador.

Cálculo numérico com substituição na fórmula de dados do amplificador em U_poros = 3,5 V dá o valor de I_nach = 102,5 mA com um erro aceitável. Mas é especialmente valioso usar esta fórmula para avaliar o efeito na corrente inicial do amplificador de deriva de certos parâmetros dos elementos do amplificador e, antes de tudo, a tensão limite dos transistores de efeito de campo. Uma mudança completamente inaceitável em U para muitos amplificadores_poros transistores em ±20% levaria à sua falha ou à distorção severa do sinal. No nosso caso, ele altera apenas a corrente inicial do amplificador em ±12,5%, o que é bastante aceitável e provavelmente nem será percebido pelos ouvintes.

Construção e detalhes

O amplificador é feito com base no design "Radio engineering U-101-stereo". Duas placas de circuito impresso do amplificador, correspondentes ao desenho da fig. 7, em vez das placas de circuito impresso dos módulos ULF-50-8, elas são instaladas nos dissipadores de calor do amplificador base. Os transistores terminais VT7 e VT8 são fixados em dissipadores de calor isolados sem isolamento adicional. Capacitores de óxido de amplificador - K50-35, C7 - Jamicon NK não polar, o resto - K10-17. Resistores R19 e R20 - C5-16MV, o resto - C2-33H. A bobina sem moldura L1 do módulo ULF-50-8 contém 16 voltas de fio PEV-11,3, enroladas em duas camadas com diâmetro interno de 5 mm.

Fig. 7.

Placas de módulos de estabilização, cujo desenho é mostrado na fig. 8, instalado perpendicularmente às placas do amplificador; eles são fixados por suas conclusões 1-6. Capacitores - K50-35, resistores - S2-33N.

Fig. 8.

Conclusão

A aparente complexidade do módulo de estabilização a princípio é justificada pela eficácia do método de estabilização proposto, facilidade de cálculo e baixo consumo de energia deste módulo, bem como pela quase não necessidade de construir um amplificador. Isso também é confirmado pelo funcionamento impecável do amplificador experimental por vários anos. Essa estabilização do regime de cascatas poderosas pode ser aplicada tanto em amplificadores de alta classe e maior confiabilidade, quanto na maioria dos amplificadores de transistor, em dispositivos de controle, medição e automação.

Literatura

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Autor: V. Efremov

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A agricultura é um dos sectores-chave da economia e o controlo de pragas é parte integrante deste processo. Uma equipe de cientistas do Conselho Indiano de Pesquisa Agrícola-Instituto Central de Pesquisa da Batata (ICAR-CPRI), em Shimla, apresentou uma solução inovadora para esse problema: uma armadilha de ar para insetos movida pelo vento. Este dispositivo aborda as deficiências dos métodos tradicionais de controle de pragas, fornecendo dados sobre a população de insetos em tempo real. A armadilha é alimentada inteiramente por energia eólica, o que a torna uma solução ecologicamente correta que não requer energia. Seu design exclusivo permite o monitoramento de insetos nocivos e benéficos, proporcionando uma visão completa da população em qualquer área agrícola. “Ao avaliar as pragas-alvo no momento certo, podemos tomar as medidas necessárias para controlar tanto as pragas como as doenças”, diz Kapil ... >>

Notícias aleatórias do Arquivo Inteligência artificial recebeu direitos autorais 02.03.2023 O Escritório de Direitos Autorais dos Estados Unidos (USCO) tomou uma decisão sobre uma história em quadrinhos criada usando a rede neural Midjourney. Representantes do departamento disseram que os direitos autorais do artista Kris Kashtanova sobre os quadrinhos "Dawn of the Dawn" (Zarya of the Dawn) se aplicam apenas à parte do livro que a própria escritora escreveu e desenhou. As imagens geradas pelo Midjourney são de propriedade da AI. O Copyright Office pretende reeditar o registro do livro, onde exclui imagens que não sejam de autoria humana. A agência aceitou que Kashtanova "é o autor do texto da obra, bem como a seleção, coordenação e organização dos elementos textuais e visuais". No entanto, nem todas as imagens apresentadas no quadrinho “são produto de autoria humana”. Em setembro, o fotógrafo Chris Kashtanova anunciou que havia recebido os direitos autorais da história em quadrinhos Dawn of Dawn, que ela escreveu com a ajuda de Midjourney. No entanto, alguns meses depois, a USCO retirou sua decisão, enfatizando que o trabalho de Kashtanova com IA havia sido mal interpretado anteriormente. “Devemos defender os direitos autorais, mesmo que usemos inteligência artificial em nosso trabalho”, enfatizou o artista. A história em quadrinhos Dawn of Dawn não é o único trabalho de co-autoria de IA que causou polêmica. Assim, Ammaar Reshi, funcionário da fintech Brex, criou o livro infantil Alice and Sparkle usando inteligência artificial. Quando o livro foi colocado à venda, Reshi enfrentou uma enxurrada de críticas nas redes sociais e até ameaças de morte.

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▪ Artigo Irmãos em Mente. expressão popular

▪ artigo Os furacões se movem em certas direções? Resposta detalhada

▪ Artigo de outono. Assistência médica

▪ artigo Simulador de sons de miau. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica

▪ artigo Melhorando o som de 15GD-11A e 10GD-35. Enciclopédia de rádio eletrônica e engenharia elétrica

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